一款2.5 A 電流模式Buck 型DC-DC 的研究與設(shè)計(jì)

趙鵬

（榆林學(xué)院 信息工程學(xué)院，陜西榆林 719000）

在如今的互聯(lián)網(wǎng)時(shí)代，各類電子產(chǎn)品正悄無(wú)聲息地改變著人們的生活[1-4]。一個(gè)電子產(chǎn)品系統(tǒng)由不同功能的芯片構(gòu)成，而能讓它們正常工作的核心器件就是電源管理芯片，其將電源電壓轉(zhuǎn)換為不同的電壓，為每個(gè)芯片提供工作電壓。目前，電子產(chǎn)品的續(xù)航時(shí)間越來(lái)越長(zhǎng)[5-9]，長(zhǎng)時(shí)間的續(xù)航必然要求其電源管理芯片盡可能提高工作效率，降低損耗[10-13]。因?yàn)殡娮赢a(chǎn)品很多都是蓄電池供電，故如何設(shè)計(jì)一款高性能的電源管理芯片和對(duì)電源管理芯片進(jìn)行優(yōu)化并提高其整體性能，成了世界范圍內(nèi)一個(gè)重要研究課題。

文中設(shè)計(jì)了一款寬輸入范圍、大負(fù)載電流的降壓型DC-DC 電源管理芯片。其采用PWM 方式對(duì)MOS 功率管進(jìn)行控制，通過(guò)內(nèi)部補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)，可有效減少外部器件使用。針對(duì)DC-DC 輕載時(shí)效率較低的問(wèn)題，通過(guò)分析功率管效率模型，提出了一種靈活的頻率切換方法來(lái)提升效率[14-16]。系統(tǒng)默認(rèn)設(shè)置3 種頻率，通過(guò)對(duì)負(fù)載電流的檢測(cè)與分級(jí)來(lái)選擇合適的系統(tǒng)頻率。負(fù)載較輕時(shí)，選擇最低的頻率；負(fù)載較重時(shí)，考慮到輸出紋波的控制，選擇較高的頻率。通過(guò)這樣的檢測(cè)、分級(jí)與選擇，在全負(fù)載范圍內(nèi)兼顧紋波的同時(shí)，較好地提升了工作效率。

1 電路原理

文中所設(shè)計(jì)的降壓型DC-DC 芯片總體框圖如圖1 所示。

圖1 芯片整體結(jié)構(gòu)框圖

整個(gè)電路主要由誤差放大器、比較器、控制電路和電阻、電感等組成。電路工作時(shí)，輸出信號(hào)VOUT經(jīng)過(guò)分壓電阻產(chǎn)生反饋信號(hào)Vfb。首先，Vfb與基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)行差值放大，所產(chǎn)生的輸出ERR 信號(hào)是一個(gè)連續(xù)變化的模擬量。根據(jù)兩個(gè)輸入信號(hào)差值的大小不同，ERR 信號(hào)或大或小。然后，ERR 信號(hào)再與一個(gè)固定頻率的三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生與三角波頻率相同的矩形波。這個(gè)矩形波的占空比與ERR 信號(hào)的大小相關(guān)，當(dāng)ERR 信號(hào)較大時(shí)，輸出的矩形波高電平時(shí)間較短；當(dāng)ERR 信號(hào)較小時(shí)，矩形波的高電平時(shí)間較長(zhǎng)。最后，比較器的輸出再接入RS 鎖存器的復(fù)位端，用來(lái)調(diào)節(jié)S 端方波的占空比，鎖存器S 端接入的是和三角波頻率相同的方波。最終，鎖存器的輸出信號(hào)VOUT 則是經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)而生成的不定占空比的矩形波，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)后，用來(lái)控制開關(guān)功率管的導(dǎo)通與關(guān)斷。功率管的導(dǎo)通和關(guān)斷又將使VOUT 產(chǎn)生變化，從而進(jìn)行下一個(gè)周期的調(diào)節(jié)。整個(gè)過(guò)程處于一個(gè)動(dòng)態(tài)平衡之中。

2 主要電路設(shè)計(jì)

2.1 誤差放大器設(shè)計(jì)

誤差放大器的結(jié)構(gòu)如圖2 所示。采用折疊共源共柵放大器，輸入信號(hào)分別是反饋信號(hào)Vfb和一個(gè)固定的基準(zhǔn)信號(hào)Vth。M15、M16、M17、M18 和M1、M3均為偏置電路，Ib為偏置電流，其值為6 μA。R1、R2和R3的作用是調(diào)節(jié)共源共柵MOS 管柵壓，以確保其過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓滿足MOS 管工作在飽和區(qū)。M2 和M4 為運(yùn)算放大器的尾電流源，為放大器提供穩(wěn)定的電流。若無(wú)M2 和M4 兩個(gè)偏置電流源，當(dāng)放大器的輸入共模電平變化時(shí)，兩個(gè)共源共柵支路的偏置電流也會(huì)發(fā)生相應(yīng)變化，這樣輸出共模電平也會(huì)隨之變化，從而導(dǎo)致放大器進(jìn)入非線性工作區(qū)。M2 和M4的作用就是提供一個(gè)恒定的電流，使共源共柵支路電流保持恒定，輸出共模電平不隨輸入共模電平的變化而變化。M5 和M6 為差分輸入對(duì)管，為保證匹配性，其寬長(zhǎng)比相同，其將差分輸入電壓轉(zhuǎn)換為差分輸入電流。M13 和M14 的尺寸決定著對(duì)應(yīng)支路電流的大小，M7 和M8 構(gòu)成自偏置電流鏡，M9、M10 和M11、M12 是兩組電流鏡。

圖2 誤差放大器結(jié)構(gòu)

2.2 比較器設(shè)計(jì)

比較器結(jié)構(gòu)如圖3 所示。比較器用來(lái)比較梯形波和誤差放大器的輸出信號(hào)。將NMOS 管作為輸入對(duì)管，可以提供較高的輸入跨導(dǎo)，有利于提高運(yùn)放的直流增益。M6 為尾電流源，用于提供穩(wěn)定的電流。M1、M2 為電流源，M3、M4 為運(yùn)放的差分輸入對(duì)管，M7、M8 為運(yùn)放的第二級(jí)，M9、M10 和M11、M12 構(gòu)成兩級(jí)反相器。當(dāng)INN 端電壓大于INP 端的電壓時(shí)，M3 導(dǎo)通程度大于M4，M3 電流大于M4 電流。M3 電流由M1 鏡像到M2，使M2 的漏電壓升高，M7 趨于截止區(qū)，M7 漏電壓接近于0，經(jīng)過(guò)兩級(jí)反相器，比較器輸出低電平。當(dāng)INN 端電壓小于INP 端電壓時(shí)，情況則相反。其中INN 端為誤差放大器輸出信號(hào)ERR，INP 端為電流檢測(cè)信號(hào)與振蕩器信號(hào)疊加后的信號(hào)，其產(chǎn)生電路如圖4 所示。

圖3 比較器結(jié)構(gòu)

圖4 INP梯形波產(chǎn)生電路

Vb1與Vb2是偏置電壓，Vslope為斜坡電壓信號(hào)，其經(jīng)過(guò)M5 輸入到Q1，后經(jīng)過(guò)電阻R1轉(zhuǎn)換為斜坡電流，斜坡電流通過(guò)M2 鏡像到M3，與檢測(cè)信號(hào)SSS 在電阻R2上完成電流疊加并形成電壓加到M7 的柵極。M6 和M7 構(gòu)成PMOS 源極跟隨器，故輸出電壓為抬高一個(gè)固定數(shù)值的電壓跟隨信號(hào)SUM。

3 系統(tǒng)仿真

用spectre 對(duì)電路進(jìn)行設(shè)計(jì),負(fù)載為1 Ω，輸入電壓范圍仿真結(jié)果如圖5 所示。從圖中可以看出，當(dāng)輸入電壓分別達(dá)到5 V 與23 V 時(shí)，輸出電壓均可以穩(wěn)定達(dá)到2.5 V。由于5 V 電壓較為常用，故芯片實(shí)際驗(yàn)證的輸入范圍為5～23 V，滿足系統(tǒng)要求。

圖5 輸入電壓范圍仿真

輸出電壓負(fù)載調(diào)整率是指流經(jīng)負(fù)載的輸出電流發(fā)生變化，對(duì)應(yīng)輸出電壓變化的百分比。負(fù)載調(diào)整率表示著負(fù)載變化時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定程度，該指標(biāo)越小越好：

模擬負(fù)載的變化情況，負(fù)載電流在一個(gè)周期內(nèi)從1.5 A 跳變到2.5 A，對(duì)輸出電壓進(jìn)行瞬態(tài)掃描，結(jié)果如圖6 所示。

從圖6 中可以看出，電流從1.5 A 跳變到2.5 A時(shí)，輸出電壓最大值為2.666 V，最小值為2.314 V，由式（1）得到該芯片的負(fù)載調(diào)整率為8%∕A，滿足系統(tǒng)要求。

圖6 負(fù)載調(diào)整率仿真

4 效率改進(jìn)

對(duì)于DC-DC 來(lái)說(shuō)，損耗主要是功率管的損耗（電感的損耗相比可以忽略），其等效模型如圖7 所示。

圖7 功率管等效模型

由于功率管在控制信號(hào)作用下導(dǎo)通和關(guān)斷，故可將功率管等效為一個(gè)開關(guān)、一個(gè)電阻及開關(guān)電容，則功率管上的損耗可分為開關(guān)損耗、電阻損耗和電容損耗。同時(shí)，電感的等效模型可以看成由一個(gè)理想電感及一個(gè)和頻率相關(guān)的ESR 等效串聯(lián)電阻構(gòu)成。為分析簡(jiǎn)便，其他損耗忽略不計(jì)，故DC-DC 的工作效率可由式（2）表示：

功率管上的損耗主要由開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗構(gòu)成。所謂開關(guān)損耗，是指功率管在導(dǎo)通和關(guān)斷的瞬間，其兩端的電壓及電流由于變化而產(chǎn)生一定的交疊時(shí)間，這一交疊時(shí)間所產(chǎn)生的損耗，其中大部分是電流電壓的交疊損耗。而導(dǎo)通損耗則不同，它僅存在功率管導(dǎo)通時(shí)，由于功率管導(dǎo)通時(shí)存在一定等效阻抗，所以只要功率管上有電流流過(guò)，就會(huì)存在導(dǎo)通損耗。開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗是功率管最主要的損耗，基本決定了整個(gè)DC-DC 系統(tǒng)中的整體損耗。

交疊損耗主要為功率管導(dǎo)通和關(guān)斷過(guò)程中的損耗，由式（3）表示：

fSW為系統(tǒng)頻率，tcross為電流與電壓的交疊時(shí)間。同時(shí)，功率管的寄生電容損耗由式（4）表示：

故功率管總開關(guān)損耗由式（5）表示：

功率管的導(dǎo)通損耗由式（6）表示：

故功率管總損耗如式（7）所示：

電感上的損耗主要與電感寄生的等效電阻相關(guān)Rf，可由式（8）表示：

從式（7）可以看出，功率管的損耗和系統(tǒng)的頻率成正比，故要減小功率管損耗，減小其系統(tǒng)頻率是可行的方法。故文中提出了一種頻率切換的方法來(lái)減小功率管損耗，從而提高效率。頻率切換的原理是根據(jù)負(fù)載電流大小的不同進(jìn)行頻率切換，實(shí)現(xiàn)在較大負(fù)載電流范圍內(nèi)效率的提升。頻率切換并不需要增加額外電路模塊，而是通過(guò)檢測(cè)出負(fù)載電流大小而相應(yīng)改變振蕩器充電電流大小，從而實(shí)現(xiàn)振蕩器頻率切換。其原理如圖8 所示。

圖8 頻率切換原理

如圖8 所示，I1～I(xiàn)3是3 個(gè)依次增加的恒定電流，用于將負(fù)載分級(jí)。通過(guò)串接在開關(guān)管上的檢測(cè)電阻，檢測(cè)負(fù)載電流變化，通過(guò)電流比較器將檢測(cè)到的電流值定位到不同等級(jí)，從而產(chǎn)生不同的控制信號(hào)控制MOS 管M1～M3 導(dǎo)通，而M1～M3 的導(dǎo)通個(gè)數(shù)則決定著電流I0的大小。電流I0是振蕩器的充電電流，電流越大，振蕩器的充電速度越快，頻率越高。例如，當(dāng)負(fù)載電流較小時(shí)，通過(guò)檢測(cè)分級(jí)，只選擇M1 管導(dǎo)通，則振蕩器的充電電流由流過(guò)M1 管的電流決定，此時(shí)電流較小，頻率較低；在負(fù)載電流較大時(shí)，通過(guò)檢測(cè)分級(jí)，可選擇M1、M2、M3 同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)振蕩器的充電電流為三路電流之和，振蕩器的頻率就會(huì)變高。這樣便可實(shí)現(xiàn)根據(jù)負(fù)載電流的大小而產(chǎn)生不同系統(tǒng)頻率的目的，進(jìn)而在較大負(fù)載電流范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)效率的提升。

5 結(jié)果驗(yàn)證

將輸入電流I1～I(xiàn)3分別設(shè)置為100 mA、500 mA、1.5 A，振蕩器頻率分別設(shè)置為80 kHz、340 kHz 和500 kHz。通過(guò)檢測(cè)電路，當(dāng)負(fù)載電流低于500 mA時(shí)，系統(tǒng)選擇80 kHz 頻率；當(dāng)負(fù)載電流介于500 mA與1.5 A 之間時(shí)，系統(tǒng)選擇340 kHz 頻率；當(dāng)負(fù)載電流大于1.5 A 時(shí)，系統(tǒng)選擇500 kHz 頻率，仿真結(jié)果如圖9 所示。

圖9 不同電流情況下的頻率跳變

圖中第一條曲線表示根據(jù)檢測(cè)到的不同負(fù)載電流而產(chǎn)生振蕩器的不同充電電流；第二條曲線和第三條曲線分別是不同的充電電流產(chǎn)生3 種不同頻率的三角波和矩形波。根據(jù)不同的負(fù)載電流及頻率，得到系統(tǒng)效率仿真結(jié)果，如圖10 所示。

圖10 效率仿真結(jié)果

從圖10 中可以看出，通過(guò)采取頻率切換的方法，不同負(fù)載電流下的效率都得到了提升。當(dāng)負(fù)載電流小于500 mA 時(shí)，效率最多提升10%；負(fù)載電流在500 mA 至1.5 A 時(shí)，效率提升最高達(dá)2%；負(fù)載電流在1.5 A 至2.5 A 時(shí)，效率提升最高達(dá)0.5%。由此可見(jiàn)，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了在較寬負(fù)載電流范圍內(nèi)效率的提升。

6 結(jié)束語(yǔ)

文中設(shè)計(jì)完成了一款寬輸入范圍模擬控制的2.5 A 電流模式Buck 型DC-DC 電源管理芯片，該芯片采用同步整流技術(shù)，減小了額外的損耗。同時(shí)針對(duì)DC-DC 輕載時(shí)效率較低的問(wèn)題，通過(guò)分析功率管損耗模型，提出了一種靈活的頻率切換方法來(lái)提升效率。電路在CSMC 0.25BCD 高壓工藝庫(kù)下，采用spectre 進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿真驗(yàn)證，結(jié)果滿足系統(tǒng)要求。