一種新型寬輸入低紋波負(fù)載模擬變換器的設(shè)計(jì)

梁東飛，蘇淑靖，梁文科，邢震震，周廣興

(中北大學(xué) 省部共建動(dòng)態(tài)測(cè)試技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山西 太原 030051)

0 引 言

隨著電子技術(shù)的發(fā)展，電源的應(yīng)用日益廣泛，不同形式的電源被應(yīng)用于通信、電動(dòng)汽車和武器系統(tǒng)等方面，其性能是保障電子產(chǎn)品長(zhǎng)期運(yùn)行的關(guān)鍵. 正是因?yàn)殡娫丛O(shè)備的重要性，國(guó)內(nèi)外制訂了各種電源標(biāo)準(zhǔn)來(lái)考核電源產(chǎn)品的質(zhì)量. 例如，電源出廠前都要進(jìn)行帶載試驗(yàn)和輸出特性試驗(yàn)，這些測(cè)試需要通過(guò)負(fù)載來(lái)檢測(cè)其性能. 傳統(tǒng)的測(cè)試方法(如滑動(dòng)變阻器)控制精度低，動(dòng)態(tài)性能差，為了提高電源產(chǎn)品的測(cè)試效率及質(zhì)量，研究者對(duì)用于測(cè)試電源性能的電子負(fù)載裝置也進(jìn)行了深入研究.

本文所研究的電子負(fù)載為能饋型直流電子負(fù)載，其系統(tǒng)原理圖如圖 1 所示. 其中，負(fù)載模擬單元作為電子負(fù)載的核心模塊，其輸入電壓范圍和電流紋波是衡量負(fù)載模擬變換器的主要性能指標(biāo). 輸入電壓范圍決定了產(chǎn)品的使用范圍，電流紋波決定了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度. 文獻(xiàn)[1-3]中負(fù)載模擬變換器采用Boost拓?fù)洌撏負(fù)涞碾娏骷y波取決于升壓變換器中的電感值的大小，但是，電感值受體積和動(dòng)態(tài)性能的約束，無(wú)法通過(guò)增大電感值來(lái)抑制紋波. 文獻(xiàn)[4]采用兩相Boost交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)負(fù)載模擬，文獻(xiàn)[5]中負(fù)載模擬單元采用兩相Buck電路交錯(cuò)并聯(lián)，這兩種方法雖然有效降低了電流紋波，但是負(fù)載模擬電路只能在升壓或降壓時(shí)工作，無(wú)法滿足電子負(fù)載寬輸入的需求. 文獻(xiàn)[6] 提出了超高增益DC-DC變換器，該拓?fù)渫ㄟ^(guò)兩個(gè)相互交錯(cuò)并聯(lián)的二次型升壓變換器消除紋波，但該文獻(xiàn)不涉及降壓模式，限制了電壓的輸入范圍.

圖 1 能饋型直流電子負(fù)載原理圖Fig.1 Schematic diagram of energy fed DC electronic load

針對(duì)傳統(tǒng)負(fù)載模擬變換器電流紋波大，輸入電壓范圍窄的問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一種新型寬輸入低紋波的負(fù)載模擬變換器. 負(fù)載模擬電路采用了Buck-Boost拓?fù)?，避免了升壓拓?fù)湟蟮妮敵鲭妷罕仨毚笥谳斎腚妷骸⒔祲和負(fù)湟筝斎腚妷捍笥谳敵鲭妷旱膯?wèn)題，拓寬了輸入電壓范圍，并且通過(guò)兩相互補(bǔ)并聯(lián)減小了電流紋波，提高了負(fù)載模擬電流的精度. 在Matlab/Simulink中搭建了仿真模型，仿真結(jié)果顯示，相較于傳統(tǒng)四管Buck-Boost變換器，AB互補(bǔ)型Buck-Boost變換器的電流紋波抑制效果更好.

1 傳統(tǒng)四管Buck-Boost拓?fù)?/h2>

1.1 傳統(tǒng)四管Buck-Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

四管升降壓拓?fù)淙鐖D 2 所示，主要由兩個(gè)前后級(jí)圖騰柱、輸入電容C1、輸出電容C2和中間復(fù)合電感L組成.4個(gè)開(kāi)關(guān)管采用N溝道MOSFET，D1～D4為其相對(duì)應(yīng)的體二極管，通過(guò)微控制器分別產(chǎn)生4個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形.前級(jí)圖騰柱的Q1管為主開(kāi)關(guān)管，同一橋臂的開(kāi)關(guān)管Q1S與Q1互補(bǔ)導(dǎo)通； 后級(jí)圖騰柱的Q2管為主開(kāi)關(guān)管，同一橋臂的Q2S與Q2互補(bǔ)導(dǎo)通. 整個(gè)拓?fù)淇梢缘刃榍凹?jí)Buck電路和后級(jí)Boost電路級(jí)聯(lián)，輸入、輸出電壓的直流傳遞函數(shù)為

(1)

式中：DBuck為Q1的占空比；DBoost為Q2的占空比[7-11].

圖 2 四開(kāi)關(guān)管Buck-Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Four switch Buck-Boost topology

1.2 傳統(tǒng)四管Buck-Boost拓?fù)涔ぷ髟?/h3>

傳統(tǒng)四開(kāi)關(guān)管Buck-Boost拓?fù)涓鶕?jù)Q1和Q2的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可以在4種模態(tài)下工作，如圖 3 所示.
圖中，S1為開(kāi)關(guān)管Q1的驅(qū)動(dòng)波形.S2為Q2的驅(qū)動(dòng)波形.當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷時(shí)為模態(tài)一(M1)，該模態(tài)下電感電流趨勢(shì)與輸出電壓有關(guān)：當(dāng)輸出電壓Vo大于輸入電壓Vi時(shí)，電感電流下降； 當(dāng)輸出電壓Vo小于輸入電壓Vi時(shí)，電感電流上升.當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1和Q2同時(shí)導(dǎo)通時(shí)為模態(tài)二(M2)，該模態(tài)下電感兩端的電壓為Vi，電感電流線性上升.當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通時(shí)為模態(tài)三(M3)，該模態(tài)下電感兩端電壓約為0，電感電流不變.當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷時(shí)為模態(tài)四(M4)，該模態(tài)下電感兩端的電壓為-Vo，電感電流線性下降.

圖 3 四開(kāi)關(guān)管的工作模態(tài)Fig.3 Working mode of four switch

根據(jù)以上模態(tài)分析，假設(shè)S2與S1高電平重合的時(shí)間為任意時(shí)間D*T[D∈(0,1)]，在單個(gè)周期T內(nèi)利用伏秒平衡原理可得輸入、輸出電壓的關(guān)系為

(2)

式中：L為電感值；D1和D2分別為S1和S2波形的占空比，則由式(2)可得

(3)

因?yàn)槭?3)和式(1)相同，所以不管驅(qū)動(dòng)波形如何變化，只要在一個(gè)周期內(nèi)S1和S2的占空比不變，拓?fù)涞脑鲆婢筒粫?huì)改變. 由式(3)可知，當(dāng)電路工作在Boost模式時(shí)，D1和D2的占空比之和大于1； 當(dāng)電路工作在降壓模式時(shí)，D1和D2的占空比之和小于1.

2 改進(jìn)型負(fù)載模擬變換器

改進(jìn)型負(fù)載模擬變換器主要由AB互補(bǔ)型Buck-Bost電路組成，但是其輸入電流不連續(xù). 為了改善被測(cè)電源的輸出電流波動(dòng)的問(wèn)題，需要在被測(cè)電源和負(fù)載模擬單元間增加一個(gè)過(guò)渡電路，而加大電容會(huì)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能. 所以，在負(fù)載模擬單元和電源間增加一個(gè)Boost電路，占空比設(shè)置為固定值0.1，如圖 4 所示.

圖 4 改進(jìn)型負(fù)載模擬變換器結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of improved load analog converter

2.1 AB互補(bǔ)型Buck-Bost變換器結(jié)構(gòu)

在傳統(tǒng)的四管Buck-Boost拓?fù)涞幕A(chǔ)上，并聯(lián)一個(gè)八開(kāi)關(guān)管的Buck-Boost拓?fù)鋄12-14]，組合成一種AB互補(bǔ)型Buck-Bost變換器，如圖 5 所示. A型電路為傳統(tǒng)的四管Buck-Boost拓?fù)?，B型電路在A型電路的基礎(chǔ)上額外增加了兩個(gè)圖騰柱式的驅(qū)動(dòng)，使Buck級(jí)和Boost級(jí)都擁有兩個(gè)橋臂，通過(guò)橋臂的增加將Buck和Boost級(jí)的控制頻率提高1倍[15]. 在B型電路中，QB1是Buck級(jí)的主開(kāi)關(guān)管，同一橋臂的QB1S與QB1互補(bǔ)導(dǎo)通；QB2是QB1的協(xié)同開(kāi)關(guān)管，只有當(dāng)變換器工作在降壓模式時(shí)，QB2才會(huì)工作，同一橋臂的QB2S與QB2互補(bǔ)導(dǎo)通，否則QB2和QB2S都關(guān)斷；QB3是Boost級(jí)的主開(kāi)關(guān)管，同一橋臂的QB3S與其互補(bǔ)導(dǎo)通；QB4是QB3的協(xié)同開(kāi)關(guān)管，當(dāng)變換器工作在升壓模式時(shí)，QB4才會(huì)工作，同一橋臂的QB4S與QB4互補(bǔ)導(dǎo)通，否則QB4和QB4S都關(guān)斷.

圖 5 AB互補(bǔ)型Buck-Boost原理圖Fig.5 Schematic diagram of AB complementary Buck-Boost

2.2 AB互補(bǔ)型Buck-Bost工作模式分析

該電路根據(jù)輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系，可分為升壓和降壓兩種工作模式. 當(dāng)電路工作在升壓模式時(shí)，D1與D2的占空比和大于1，電路的工作波形如圖 6 所示.
圖中，SA1和SA2為A型變換器QA1和QA2的驅(qū)動(dòng)波形，SB1為B型變換器QB1的驅(qū)動(dòng)波形，QB2和QB2S為常開(kāi)，SB3為QB3的驅(qū)動(dòng)波形，SB4為QB4的驅(qū)動(dòng)波形，IAL和IBL分別為A型變換器和B型變換器的電感電流.為了減少控制的復(fù)雜度，在升壓模式下將SA2的占空比D2設(shè)置為固定值K2，通過(guò)改變SA1的占空比D1來(lái)調(diào)節(jié)電路的放大倍數(shù). 在實(shí)踐層面，考慮開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間、關(guān)斷時(shí)間、死區(qū)時(shí)間和開(kāi)關(guān)管柵源寄生電容的充放電時(shí)間，開(kāi)關(guān)管的占空比無(wú)法接近0%或100%，所以占空比的調(diào)節(jié)范圍設(shè)置為10%～90%，K2的取值范圍也為10%～90%.

圖 6 升壓模式工作波形圖Fig.6 Working waveform of boost mode

當(dāng)電路工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下時(shí)，SA1的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D1，相移為1-D1的方波，然后再延時(shí)D1*T/2.SA2的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D2，相移為(1-D2)/2的方波. 通過(guò)以上方式控制，電感LA的電流波形在圖 6 的每個(gè)周期T中表現(xiàn)為關(guān)于周期中心點(diǎn)的點(diǎn)對(duì)稱圖形，即：電感電流波形先是一個(gè)向下的不規(guī)則三角波(記為負(fù)區(qū))，然后電流不變(記為零區(qū))，最后是一個(gè)向上的不規(guī)則三角波(記為正區(qū)). 為了進(jìn)一步減小輸出電流紋波，需要通過(guò)驅(qū)動(dòng)波形將電感LB的電流波形設(shè)置為先是正區(qū)，然后是零區(qū)和負(fù)區(qū). 因?yàn)殡姼须娏鱅LA是點(diǎn)對(duì)稱的圖形，所以，只需要將A型電路驅(qū)動(dòng)波形的正區(qū)和負(fù)區(qū)調(diào)換一下位置即可. 得到的QB1的驅(qū)動(dòng)波形與QA1相同.QB3的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為1-D1的方波，然后延時(shí)(1-D1/2)*T；QB4的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D2+D1-1,相移為2-D1-D2的方波，然后延時(shí)(1-D1/2)*T，組合后的SB34波形的頻率增加了一倍.

當(dāng)電路工作在降壓模式時(shí)，D1與D2的占空比和小于1，將SA1的占空比D1設(shè)置為固定值K1，K1的范圍為10%～90%，QB2和QB2S為常開(kāi)，當(dāng)電感電流為連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)，電路的工作波形如圖 7 所示.與升壓模式的原理相同，SA1的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D1，相移1-D1的方波，然后再延時(shí)D1*T/2，SA2的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D2，相移(1-D2)/2的方波.通過(guò)以上方式控制，電感電流波形先是正區(qū)，然后是零區(qū)和負(fù)區(qū).同樣，LB的電流波形應(yīng)為負(fù)區(qū)、零區(qū)和正區(qū)，所以，SB1的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D1/2，相移為(1-D2-D1)/2的方波.SB2的驅(qū)動(dòng)波形為占空比為D1/2，相移為(1+D2-D1)/2的方波.QB3的驅(qū)動(dòng)波形與QA2相同.

圖 7 降壓模式工作波形圖Fig.7 Working waveform of step-down mode

通過(guò)以上的分析得，當(dāng)電路工作在升壓模式時(shí)，將K2設(shè)置為0.9，由式(3)可計(jì)算出最大升壓比為9； 當(dāng)電路工作在降壓模式時(shí)，將K1設(shè)置為0.1，由式(3)得出最大降壓比為1/9. 在AB互補(bǔ)型Buck-Boost電路的前端級(jí)聯(lián)了一個(gè)升壓比為1.11的Boost電路，所以升壓比范圍為0.12～9.99.

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證AB互補(bǔ)型Buck-Boost電路的上述理論分析，利用MATLAB/Simulink建立AB互補(bǔ)型Buck-Boost變換器的電路模型，對(duì)變換器升壓和降壓模式進(jìn)行仿真驗(yàn)證，在相同的參數(shù)和占空比條件下與傳統(tǒng)的四開(kāi)關(guān)Buck-Boost電路輸出紋波進(jìn)行比較分析，并與傳統(tǒng)的Boost負(fù)載模擬電路進(jìn)行輸入紋波比較. 仿真模型的主要參數(shù)如表 1 所示.

表 1 模型參數(shù)Tab.1 Model parameters

圖 8 給出了傳統(tǒng)四管Buck-Boost電路的輸出電流和電感電流的仿真實(shí)驗(yàn)波形，仿真模型中占空比D1設(shè)置為0.4，D2設(shè)置為0.8，電路工作在升壓模式，由式(3)可知升壓比為2.
圖8(a)顯示輸出電流的平均值為3.75 A，紋波率為8%.
圖8(b) 顯示了電感L的電流平均值為18.625 A，電感紋波率為5.5%.

圖 8 傳統(tǒng)四管Buck-Boost升壓模式電流波形Fig.8 Current waveform of traditional four switch Buck-Boost

圖 9 給出了AB互補(bǔ)型Buck-Boost工作在升壓模式下的仿真實(shí)驗(yàn)波形，仿真模型中占空比與圖 8 設(shè)置相同，D1為0.4，D2為0.8.
圖9(a)是電路的輸出電流波形，輸出電流的平均值為4.3 A，紋波率為2%.
圖 9(b)顯示了電感LA和LB的電感電流，電感電流ILA和ILB的平均值分別為10.75 A和10.73 A.

圖 9 AB互補(bǔ)型Buck-Boost升壓模式電流波形Fig.9 Current waveform of AB complementary Buck-Boost boost mode

類似于升壓模式，圖 10 給出了傳統(tǒng)四開(kāi)關(guān)管Buck-Boost電路的電流仿真波形，仿真模型中占空比D1設(shè)置為0.1，D2設(shè)置為0.4，由式(3)計(jì)算出降壓比為6.
圖10(a)顯示輸出電流的平均值為0.33，紋波率為3.9%；
圖10(b)顯示了電感L的電流平均值為0.551 A.

圖 11 給出了AB互補(bǔ)型Buck-Boost工作在降壓模式下的仿真實(shí)驗(yàn)波形，仿真模型中占空比與圖10中的相同，D1為 0.1，D2為 0.4.
圖11(a) 是電路的輸出電流波形，輸出電流的平均值是0.368 A，紋波率為2%.
圖11(b)顯示了電感LA和LB的電感電流，電感電流ILA和ILB的平均值分別為0.31 A和0.32 A.

圖 11 AB互補(bǔ)型Buck-Boost降壓模式電流波形Fig.11 Current waveform of AB complementary Buck-Boost buck mode

在相同的升壓比和模型參數(shù)下，AB互補(bǔ)型Buck-Boost的輸入電流波形如圖12(a)所示，輸入電流的紋波率為2.8%. 傳統(tǒng)Boost負(fù)載模擬變換的輸入電流波形如圖12(b)所示，電流紋波率為12%.

圖 12 改進(jìn)型拓?fù)漭斎爰y波Fig.12 Improved topology input ripple

對(duì)兩種拓?fù)涞膭?dòng)態(tài)特性進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，結(jié)果如圖 13 所示. 在相同的仿真參數(shù)下，AB互補(bǔ)型Buck-Boost變換器到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時(shí)間約為3 ms，傳統(tǒng)四開(kāi)關(guān)管Buck-Boost變換器到達(dá)穩(wěn)態(tài)的時(shí)間約為 2 ms，雖然AB互補(bǔ)型Buck-Boost拓?fù)涞南到y(tǒng)超調(diào)大于傳統(tǒng)四開(kāi)關(guān)管Buck-Boost變換器，但其上升時(shí)間小于傳統(tǒng)拓?fù)?，從圖中可以看出改進(jìn)拓?fù)涞妮敵鲭娏骷y波明顯減小，達(dá)到了設(shè)計(jì)的目的.

圖 13 輸出電流動(dòng)態(tài)性能對(duì)比圖Fig.13 Dynamic performance comparison diagram of output current

4 結(jié) 論

本文采用交錯(cuò)互補(bǔ)的思想設(shè)計(jì)了AB互補(bǔ)型Buck-Boost電路來(lái)減小電流紋波，使用MATLAB/Simulink對(duì)其進(jìn)行仿真驗(yàn)證. 相同的仿真參數(shù)下的結(jié)果表明：當(dāng)電路在升壓模式下工作時(shí)，在相同的仿真條件下，AB互補(bǔ)型Buck-Boost電路比傳統(tǒng)四管Buck-Boost電路的輸出電流紋波率降低了4倍，電感和開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力減少了1倍； 同樣，在降壓模式下，同等條件下電流紋波率下降了1.95倍，開(kāi)關(guān)管和電感的電流應(yīng)力減少了近1倍. 在相同的升壓比和仿真模型參數(shù)下，輸入電流紋波率比傳統(tǒng)的Boost負(fù)載模擬電路降低了 4.3倍. AB互補(bǔ)型Buck-Boost不僅有效抑制了電流的紋波，還拓寬了輸入電壓范圍.