基于GSMC 0.13 μm 工藝的低失調(diào)運算放大器設(shè)計

萬成功,魯佳慧,黃光明

(華中師范大學(xué) 物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,湖北 武漢 430079)

斬波調(diào)制技術(shù)可以有效減小放大器的失調(diào)和失調(diào)溫漂,但斬波調(diào)制會將失調(diào)調(diào)制到高頻形成輸出紋波,這增加了后級信號處理的難度[1-5]。為了減小輸出紋波,最常用的方法是在斬波放大器后加低通濾波器,但這會限制運放的帶寬[6-7]。文獻[8]采用了紋波抑制環(huán),將紋波重新調(diào)制回直流,用該直流電壓補償原始失調(diào),從而減小紋波,但紋波抑制環(huán)路需要大的積分電容,增加了芯片面積;文獻[9]采用了高通濾波的方法,在斬波解調(diào)器前加高通濾波器,抑制原始失調(diào),進而減小紋波,但該方法會影響頻率特性。當前的紋波抑制技術(shù)雖然能有效抑制斬波紋波,但仍會帶來一些問題,如何更好地抑制斬波紋波依然是斬波放大器的研究重點。

本文為了減小斬波調(diào)制導(dǎo)致的輸出紋波,采用了自動調(diào)零和斬波調(diào)制相結(jié)合的方法,先對放大器做一次失調(diào)消除,再對放大器做斬波調(diào)制,這樣減小了原始失調(diào),從而減小了輸出紋波,該方法不需要大的積分電容且不會對頻率特性造成影響;為了解除斬波調(diào)制對帶寬的限制,本文采用了斬波穩(wěn)零技術(shù),將運放設(shè)計為復(fù)合路徑放大器,低頻高增益路徑?jīng)Q定了失調(diào),高頻低增益路徑拓展了帶寬。

1 復(fù)合路徑放大器

斬波調(diào)制會把直流失調(diào)和閃爍噪聲調(diào)制到斬波頻率,再經(jīng)低通濾波將失調(diào)和閃爍噪聲濾除,但這樣會限制放大器的帶寬[10]。為了解決這個問題可以采用失調(diào)穩(wěn)定的方法,將運放設(shè)計為復(fù)合路徑結(jié)構(gòu),運放由高頻低增益的主路徑和低頻高增益的輔助路徑構(gòu)成。斬波調(diào)制和低通濾波器位于輔助路徑中,運放帶寬不受斬波調(diào)制影響。

圖1 是復(fù)合路徑放大器的原理圖。運放主路徑由放大器Ga、Gc串聯(lián)組成,輔助路徑由斬波調(diào)制器、放大器Gb、斬波解調(diào)器、低通濾波器、放大器Gc串聯(lián)組成。

圖1 復(fù)合路徑放大器Fig.1 Multipath amplifier

放大器Gb有著很高的直流增益,放大器Gb的直流增益遠大于放大器Ga,則運放的低頻增益由放大器Gb決定,運放的直流失調(diào)也由放大器Gb決定。放大器Ga的輸入等效失調(diào)電壓Vos經(jīng)放大器Ga放大后,其輸出失調(diào)電壓為AaVos,假設(shè)放大器Gb經(jīng)斬波調(diào)制后失調(diào)電壓為零,則放大器Ga輸出的直流失調(diào)等效到放大器Gb的輸入端為:

式中:Aa、Ab分別為放大器Ga、Gb的直流增益。由于放大器Gb決定了運放的整體失調(diào),放大器Gb的輸入等效失調(diào)電壓可以看作運放整體的輸入等效失調(diào)電壓,整體運放的失調(diào)被抑制。為了得到更好的失調(diào)抑制效果,輔助路徑的直流增益要遠高于主路徑。運放輔助路徑采用了四級放大器級聯(lián),且輔助路徑前兩級為全差分折疊共源共柵結(jié)構(gòu),相對于只有兩級的主路徑,輔助路徑具有更高的直流增益。

輔助路徑的失調(diào)會等效到運放輸入端,但輔助路徑的失調(diào)被斬波調(diào)制技術(shù)減小,其失調(diào)是μV 級的,對運放整體失調(diào)影響較小。

2 輔助路徑失調(diào)補償

斬波調(diào)制可以減小輔助路徑的失調(diào),但是會產(chǎn)生輸出紋波。為了減小運放輸出紋波,輔助路徑采用自動調(diào)零和斬波調(diào)制相結(jié)合的方法[11]。斬波調(diào)制將直流失調(diào)調(diào)制到高頻,從而形成輸出紋波。先對放大器進行自動調(diào)零,可以減小放大器的初始失調(diào),再對放大器做斬波調(diào)制,從而減小輸出紋波。自動調(diào)零放大器不能連續(xù)放大信號,本文采用Ping-pong 自動調(diào)零結(jié)構(gòu),以保證放大器能夠連續(xù)放大信號[12]。

圖2(a)是輔助路徑第一級放大器的結(jié)構(gòu)圖,該級放大器結(jié)合了斬波調(diào)制和自動調(diào)零,圖中時鐘Fc控制斬波開關(guān),時鐘Faz1和Faz2控制Ping-pong 自動調(diào)零開關(guān)。圖2(b)是斬波開關(guān)的電路圖,圖2(c)是斬波時鐘Fc、自動調(diào)零時鐘Faz1和Faz2的時序圖。在時鐘Faz1為高,Faz2為低時,放大器G11連入信號路徑,G11放大信號,放大器G12從信號路徑斷開,G12進入調(diào)零狀態(tài);在時鐘Faz1為低,Faz2為高時,放大器G11從信號路徑斷開,G11進入調(diào)零狀態(tài),放大器G12連入信號路徑,G12放大信號。經(jīng)過調(diào)零后,調(diào)零電容上的電壓為:

圖2 輔助路徑第一級放大器。(a)原理圖;(b)斬波開關(guān);(c)自動調(diào)零和斬波調(diào)制時序圖Fig.2 First amplifier in the auxiliary path.(a) Schematic diagram;(b) Chopping switch;(c) Timing diagram of auto-zeroing and chopping modulation

即

在放大狀態(tài)下,放大器的輸出為:

則殘余失調(diào)為:

式中:VC為調(diào)零電容Caz1或Caz2穩(wěn)定時的電壓;Vin為Ping-pong 放大器輸入電壓;Vout為Ping-pong 放大器輸出電壓;Vos,res為Ping-pong 放大器殘余輸入等效失調(diào)電壓;Vos1為放大器G11和G12的輸入等效失調(diào)電壓;Vos2為放大器G21和G22的輸入等效失調(diào)電壓;A1為放大器G11和G12的直流增益;A2為放大器G21和G22的直流增益。

斬波開關(guān)加在Ping-pong 自動調(diào)零放大器的輸入、輸出端。斬波紋波的幅度與放大器失調(diào)電壓成正比。當斬波頻率低于閉環(huán)帶寬,放大器的輸出紋波為:

式中:ACL為放大器的閉環(huán)放大倍數(shù);Vos,res為自動調(diào)零的殘余失調(diào);乘以系數(shù)2 是為了得到輸出紋波的峰峰值。由于自動調(diào)零減小了放大器的原始失調(diào),輸出紋波被抑制。

3 頻率補償

運放采用復(fù)合路徑結(jié)構(gòu),且輔助路徑由四級放大器級聯(lián),每級放大器輸出都貢獻一個極點,運放需要頻率補償來保證穩(wěn)定性。運放采用復(fù)合路徑混合嵌套米勒補償?shù)姆椒╗13]來實現(xiàn)頻率補償。

圖3 是運放的頻率補償示意圖。運放主路徑由兩級放大器Ga、Gc級聯(lián)組成,輔助路徑由四級放大器Gb1、Gb2、Gb3、Gc級聯(lián)組成,圖中6個電容Cm11、Cm12、Cm21、Cm22、Cm31、Cm32為米勒補償電容,Cm11和Cm12的容值為C1,Cm21和Cm22的容值為C2,Cm31和Cm32的容值為C3。

圖3 運放頻率補償Fig.3 Frequency compensation of the operational amplifier

圖4 展示了米勒補償電容對運放極點的影響。未加米勒補償前,運放主要有四個極點,分別為各級放大器的輸出極點:放大器Gb1的輸出極點p4-0,放大器Gb2的輸出極點p3-0,放大器Gb3和放大器Ga的輸出極點p2-0,放大器Gc的輸出極點p1-0。將放大器Gb3和Gc看作一個二級放大器,米勒補償電容Cm11和Cm12將極點p1-0推到高頻,形成極點p1-1,并將極點p2-0推到低頻,形成極點p2-1;將放大器Gb1和Gb2看作一個二級放大器,米勒補償電容Cm21和Cm22將極點p4-0推到低頻,形成極點p4-1,將極點p3-0推到高頻,形成極點p3-1;將放大器Gb2、Gb3、Gc看作一個放大器,放大器Gb1與這個放大器級聯(lián),構(gòu)成一個二級放大器,米勒補償電容Cm31和Cm32將極點p4-1推到低頻,形成極點p4-2,將極點p2-1推到高頻,形成極點p2-2。經(jīng)過復(fù)合路徑混合嵌套米勒補償,運放的單位增益帶寬內(nèi)只有一個極點p4-2,其他極點都被推到單位增益帶寬外,運放的穩(wěn)定性得到保證。

圖4 運放極點隨米勒補償?shù)淖兓疐ig.4 Changes of poles with Miller compensation

運放經(jīng)過補償后各極點頻率為:

放大器的增益帶寬積為:

式中:gm1、gm2、gm3、gm4、gm5分別為放大器Gc、Gb3、Gb2、Gb1、Ga的輸入級跨導(dǎo);CL為運放的負載電容;ALFP0為低頻路徑的直流增益。

為了保證運放的相位裕度大于60°,米勒補償電容與各級放大器的跨導(dǎo)需滿足公式(12)的要求:

即

且要滿足:

4 仿真結(jié)果與分析

圖5 是運放整體電路,運放版圖設(shè)計基于華虹宏力(GSMC) 0.13 μm CMOS 工藝,版圖的核心尺寸為630 μm×630 μm。運放經(jīng)過Calibre 提參后,通過Spectre 進行后仿真。運放后仿真結(jié)果如表1 所示。

表1 運放后仿真結(jié)果Tab.1 Post-simulation results of operational amplifier

圖5 運放整體電路Fig.5 Overall circuit of operational amplifier

運放頻率特性如圖6 所示,運放單位增益帶寬為3.53 MHz,相位裕度為65.8°,復(fù)合路徑混合嵌套米勒補償有效地保證了運放穩(wěn)定性。

圖6 運放頻率特性Fig.6 Frequency characteristic of operational amplifier

對運放進行蒙特卡羅仿真,仿真次數(shù)為500。圖7是蒙特卡羅仿真下,運放輸入等效失調(diào)電壓分布圖,運放輸入等效失調(diào)電壓的最大值為15.8 μV,平均值為5.8 μV,3σ值為9.3 μV。運放輸出紋波等效到輸入小于175 μV。

圖7 輸入等效失調(diào)電壓Fig.7 Histogram of offset voltage

瞬態(tài)仿真驗證運放可以放大頻率超過斬波頻率的信號,復(fù)合路徑結(jié)構(gòu)解除了斬波調(diào)制導(dǎo)致的帶寬限制。

表2 將本文設(shè)計的運放與國內(nèi)同類運放進行性能參數(shù)對比,本文設(shè)計的運放失調(diào)較小。雖然文獻[14]失調(diào)電壓更小,但未考慮紋波,而本文抑制了斬波紋波。雖然本文的單位增益帶寬較小,但可以放大頻率超過斬波頻率的信號。

表2 低失調(diào)運放的對比Tab.2 Comparison of low offset operational amplifiers

5 結(jié)論

本文針對斬波調(diào)制的不足,將復(fù)合路徑、自動調(diào)零、斬波調(diào)制相融合,減小了輸出紋波,并解除了帶寬限制。本文設(shè)計的低失調(diào)運放的等效輸入失調(diào)電壓小于15.8 μV,紋波等效到輸入小于175 μV。本文研究驗證了自動調(diào)零結(jié)合斬波調(diào)制的紋波抑制能力,設(shè)計的運放能夠?qū)崿F(xiàn)亞毫伏低頻信號的放大,具有廣泛的實用價值。