S 波段傳輸零點(diǎn)可控的雙頻濾波功分器

王傳云,張喜強(qiáng),王麗娜,韓志文

(華東交通大學(xué) 信息工程學(xué)院,江西 南昌 330013)

隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展,功分器向著小型化、多功能集成、多頻帶、低損耗等方面發(fā)展[1-4]。Wilkinson功分器因具有結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)簡單、端口之間隔離度高等特點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于射頻電路[5-8]。而傳統(tǒng)的Wilkinson功分器存在一定的局限性,只能工作在單一頻率或?qū)?yīng)的奇次諧波上,無法滿足通信系統(tǒng)對雙頻/多頻的需求,因此,雙頻/多頻Wilkinson 功分器引起廣泛關(guān)注。Park 等[9]在Wilkinson 功分器的輸入-輸出連接線中間使用短路/開路傳輸線枝節(jié)連接到傳統(tǒng)的Wilkinson 功分器上,實(shí)現(xiàn)雙頻特性。楊彥炯等[10]基于耦合線和枝節(jié)加載結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了一款寬頻比雙頻耦合線Wilkinson功分器。為了提高功分器各通帶的選擇性,雙頻/多頻濾波功分器也成為當(dāng)前研究熱點(diǎn)之一。Wen 等[11]用兩對雙模諧振器和一對馬刺線設(shè)計(jì)了一款雙頻濾波Wilkinson 功分器。通過對饋電網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化,使得雙模諧振器和馬刺線之間產(chǎn)生混合電磁耦合,從而產(chǎn)生了多個(gè)傳輸零點(diǎn),提高了功分器兩個(gè)通帶的帶外選擇性。Zhang 等[12]在四分之一波長短路微帶線和多模諧振器之間引入適當(dāng)?shù)鸟詈橡侂娋W(wǎng)絡(luò),提出了一款雙頻濾波功分器。在輸出端口加載兩個(gè)四分之三波長開路耦合線,使得功分器實(shí)現(xiàn)較好的頻率選擇性。為了使功分器具有更好的性能,以滿足各種無線系統(tǒng)的應(yīng)用,一些新穎的諧振器結(jié)構(gòu)仍值得探索。

本文基于Wilkinson 功分器的優(yōu)勢,利用雙模微帶諧振器設(shè)計(jì)了一款雙頻濾波功分器。為了不增加電路的尺寸,引入雙模槽線諧振器,并將其與微帶諧振器進(jìn)行垂直級(jí)聯(lián),展寬功分器通帶帶寬。同時(shí),利用諧振器單元自身諧振特性以及饋電網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化設(shè)計(jì),在每個(gè)通帶兩側(cè)分別產(chǎn)生了一個(gè)單獨(dú)可控傳輸零點(diǎn),提高功分器的帶外抑制能力。

1 雙模帶通濾波器的設(shè)計(jì)與分析

本文提出的微帶帶通濾波器結(jié)構(gòu)如圖1(a) 所示,它由一個(gè)加載T 型枝節(jié)的半波長諧振器組成。微帶線的長度和寬度分別用Lm,i和Wm,i表示,對應(yīng)的電長度和特征導(dǎo)納分別用θi和Yi表示,i=1,2,…,其中θ1=βLm,1,θ2=βLm,2,θ3=βLm,3,θ4=βLm,4,θ5=βLm,5,β為相移常數(shù)。濾波器的頻率響應(yīng)如圖1(b) 所示,可以看出濾波器有fom和fem兩個(gè)諧振頻率。

圖1 雙頻帶通濾波器結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.1 Configuration and simulation results of dual-band pass filter

由于濾波器沿AA,面為對稱結(jié)構(gòu),因此,可利用奇偶模分析方法[13]研究其諧振特性,奇模、偶模等效電路如圖2 所示。

圖2 雙模微帶諧振器奇偶模等效電路Fig.2 Odd and even mode equivalent circuit of microstrip dual mode resonator

為了便于電路分析,假設(shè)Wm,1=Wm,2=Wm,3。如圖2(a) 所示,在奇模激勵(lì)下,對稱面AA,可以看成理想電壁,該諧振器等效為四分之一波長均勻阻抗諧振器;在偶模激勵(lì)下,對稱面AA,可以看成理想的磁壁,該諧振器等效為二分之一波長均勻阻抗諧振器,如圖2(b) 所示。因此,在奇模、偶模激勵(lì)條件下的輸入導(dǎo)納分別表示為:

式中:θi=,其中c為自由空間下的光速,ξe為有效介電常數(shù);Y為其特征導(dǎo)納。當(dāng)Yin,om=0,Yin,em=0 時(shí),奇模、偶模的諧振條件可以分別表示為:

根據(jù)θi=βLm,i以及奇偶模等效電路,為了簡化分析,圖3 給出了Lm,i的變化對奇、偶模諧振頻率的影響。從圖3(a)可以看出,fem隨Tm,5增加而減小,而fom不變;從圖3(b)和3(c)可以發(fā)現(xiàn),fom和fem均隨枝節(jié)長度Lm,1+Lm,2(單獨(dú)改變Lm,1或Lm,2)和Lm,3+Lm,4(單獨(dú)改變Lm,3或Lm,4)的增加而減小。因此可以根據(jù)設(shè)計(jì)需要,通過改變T 型枝節(jié)Tm,5和半波長諧振器的長度,來改變奇偶模諧振頻率fom和fem。

圖3 奇偶模隨濾波器重要參數(shù)的變化Fig.3 Variation of odd and even modes with important parameters of filter

同時(shí),雙模微帶諧振器在通帶2 左側(cè)產(chǎn)生一個(gè)傳輸零點(diǎn),利用公式(5)計(jì)算傳輸電路的輸入導(dǎo)納Yin,om和Yin,em,得出該傳輸零點(diǎn)的諧振頻率如式(6)所示。

因此改變T 型枝節(jié)的長度Lm,5可以控制該傳輸零點(diǎn)的位置。

2 雙頻濾波功分器的設(shè)計(jì)

2.1 雙頻濾波功分器的原理與分析

由于傳統(tǒng)的Wilkinson 功分器沒有濾波特性,為了在功分器中引入濾波性能,將所提出的濾波器與Wilkinson 功分器集成,如圖4 所示,設(shè)計(jì)了一款具有濾波特性的雙頻濾波功分器Ⅰ。

圖4 雙頻濾波功分器Ⅰ結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Configuration of the dual-band filter power divider Ⅰ

圖5 為雙頻濾波功分器Ⅰ的S參數(shù)仿真圖,從圖中可以看出,雙頻濾波功分器Ⅰ在2.1 GHz 和3.5 GHz 附近產(chǎn)生兩個(gè)諧振頻率的同時(shí),也在通帶2 左側(cè)產(chǎn)生了一個(gè)傳輸零點(diǎn),且該功分器的隔離度較好。然而,由于所提出的雙頻濾波功分器在兩個(gè)通帶內(nèi)均只有一個(gè)諧振頻率,使得雙頻濾波功分器存在阻抗帶寬較窄的問題。

圖5 雙頻濾波功分器Ⅰ的S 參數(shù)仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of S-parameters of dual-band filter power divider Ⅰ

2.2 雙頻濾波功分器帶寬的展寬

為了展寬雙頻濾波功分器的阻抗帶寬,同時(shí)考慮到小型化的問題,利用微帶線和槽線之間的對偶關(guān)系,在地面上引入雙模槽線諧振器,如圖6(a) 所示。槽線的長度和寬度分別用Ls,i和Ws,i表示,i=1,2,…。雙模槽線諧振器對應(yīng)的頻率響應(yīng)如圖6(b) 所示,它產(chǎn)生fes和fos兩個(gè)諧振頻率的同時(shí),也在通帶2 右側(cè)產(chǎn)生了一個(gè)傳輸零點(diǎn)。

圖6 雙模槽線諧振器結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.6 Configuration of the slot line dual-mode resonator and simulation results

雙模槽線諧振器在奇偶模分析方法下的奇模、偶模激勵(lì)等效電路分別如圖7(a)和7(b)所示。值得一提的是,由于槽線和微帶線之間的對偶關(guān)系,雙模槽線諧振器的奇、偶模等效電路結(jié)構(gòu)分別與雙模微帶諧振器的偶、奇模等效電路結(jié)構(gòu)相對應(yīng)。通過分析,雙模槽線諧振器奇模和偶模的輸入導(dǎo)納分別為:

圖7 雙模槽線諧振器奇偶模等效電路Fig.7 Odd and even mode equivalent circuit of slot line dual mode resonator

當(dāng)Yin,os=0,Yin,es=0 時(shí),此時(shí)奇模和偶模諧振條件分別為:

由于微帶和槽線之間的對偶關(guān)系,雙模槽線諧振器的相應(yīng)結(jié)構(gòu)參數(shù)以及對奇偶模諧振頻率的影響與雙模微帶諧振器相似,因此,本節(jié)不再贅述相關(guān)參數(shù)分析內(nèi)容。雙模槽線諧振器傳輸零點(diǎn)可表示為:

引入雙模槽線諧振器后,雙頻濾波功分器在所需頻帶范圍內(nèi)產(chǎn)生了fom、fes、fem、fos四個(gè)諧振頻率,如圖8 所示。此時(shí)雙頻濾波功分器在通帶2 兩側(cè)分別有1個(gè)傳輸零點(diǎn)。

由圖8 可以發(fā)現(xiàn),雙模槽線諧振器的引入雖然展寬了濾波功分器的相對帶寬,但是通帶1 的帶外選擇性較差。為了進(jìn)一步提高所提出的濾波功分器整體的帶外抑制水平,在饋電網(wǎng)絡(luò)引入微帶枝節(jié)L1和[14-15],所提出的雙頻濾波功分器II 的結(jié)構(gòu)如圖9(a)和9(b) 所示。

圖8 未加載微帶枝節(jié)的功分器S 參數(shù)仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of S-parameters of the power divider without microstrip branches loaded

圖9 雙頻濾波功分器Ⅱ上層和底層結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Upper and bottom configuration of the dual-band filter power divider Ⅱ

圖10 為加載微帶枝節(jié)的功分器S參數(shù)仿真結(jié)果,可以看出,在饋電網(wǎng)絡(luò)中加載微帶枝節(jié),并沒有增加電路尺寸,且對諧振頻率基本不影響。此時(shí)該雙頻濾波功分器在通帶1 兩側(cè)分別產(chǎn)生了一個(gè)傳輸零點(diǎn),明顯提高了所提出的雙頻濾波功分器的整體帶外抑制能力。

2.3 雙頻濾波功分器的零點(diǎn)分析

根據(jù)上述分析,通過在饋電網(wǎng)絡(luò)加載微帶枝節(jié),在通帶1 兩側(cè)引入了兩個(gè)傳輸零點(diǎn),且傳輸零點(diǎn)單獨(dú)可控。如圖11(a)和11(b) 所示,當(dāng)改變枝節(jié)L1時(shí),TZ1隨著L1變化,其余傳輸零點(diǎn)保持不變;當(dāng)改變枝節(jié)L2時(shí),TZ2隨著L2變化,TZ1、TZ3、TZ4保持不變。所以通過調(diào)節(jié)L1和L2的長度,可以調(diào)整TZ1和TZ2的位置。同時(shí),根據(jù)前述分析,TZ3和TZ4兩個(gè)傳輸零點(diǎn)是由雙模微帶諧振器和雙模槽線諧振器自身諧振特性所產(chǎn)生。根據(jù)式(6)和式(11),改變雙模諧振器的T型加載枝節(jié)Lm,5和Ls,5,可以單獨(dú)調(diào)整TZ3和TZ4兩個(gè)傳輸零點(diǎn)的頻率,分別如圖11(c)和11(d) 所示。

圖11 傳輸零點(diǎn)隨功分器重要參數(shù)的變化Fig.11 Variation of transmission zeros with important parameters of power divider

3 仿真與測試結(jié)果

本文所提出的雙頻濾波功分器采用相對介電常數(shù)為3.38,厚度為0.813 mm 的Rogers RO4003 基板。雙頻濾波功分器的設(shè)計(jì)尺寸如表1 所示。

表1 雙頻濾波功分器設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.1 Design parameters of dual-band filter power divider mm

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確性,對所提出的雙頻濾波功分器進(jìn)行了加工測試,如圖12(a)和12(b)所示。

圖12 雙頻濾波功分器加工實(shí)物圖Fig.12 Photograph of the fabricated dual-band filter power divider

圖13 為加工模型的仿真和測試S參數(shù)曲線。由圖13 可以看出,仿真和實(shí)測結(jié)果吻合較好,但兩者之間存在微小的誤差,這主要是由于電路加工精度以及2、3 端口間距所引起。仿真結(jié)果在2.17 GHz 和3.55 GHz的回波損耗分別為16.48 dB 和15.32 dB,插入損耗分別為3.07 dB 和3.09 dB,兩個(gè)通帶內(nèi)2、3 端口間的隔離度均在-20 dB 以下;測試結(jié)果在2.17 GHz 和3.55 GHz 的回波損耗分別為15.48 dB 和14.23 dB,插入損耗分別為3.21 dB 和3.32 dB,兩個(gè)通帶內(nèi)2、3端口間的隔離度均在-18.9 dB 以下。

圖13 加工模型的仿真和測試的S 曲線Fig.13 Measured and simulated S-paraments of the prototype

4 結(jié)論

本文利用微帶線和槽線的對偶關(guān)系,基于雙模微帶諧振器和雙模槽線諧振器的垂直雙層結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了一款工作于S 波段的雙頻濾波功分器。利用兩個(gè)諧振器單元自身諧振特性以及在饋電網(wǎng)絡(luò)引入微帶枝節(jié),在不影響雙頻濾波功分器諧振特性及電路整體尺寸的情況下,提高了雙頻濾波功分器工作通帶的帶外選擇性。最終所設(shè)計(jì)的雙頻濾波功分器的兩個(gè)通帶中心頻率分別工作于2.17 GHz 和3.55 GHz,相對帶寬分別為8.29% 和8.15%,隔離度均優(yōu)于18 dB。測試結(jié)果和仿真結(jié)果吻合良好,驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性和正確性。該雙頻濾波功分器具有較好的通帶特性和隔離度,具有一定實(shí)用價(jià)值。