三模混合集成小型化濾波器設(shè)計

馬瀚洋 ，周雨進(jìn) ，周 駿

(1.南京電子器件研究所，江蘇 南京 210016；2.南京國博電子股份有限公司，江蘇 南京 211100)

0 引言

隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的不斷發(fā)展，通信終端小型化的趨勢日趨明顯，微波濾波器作為無線通信系統(tǒng)中重要的信號處理器件之一，也面臨著更加嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，其頻率選擇特性的優(yōu)劣、尺寸的大小、成本及可靠性高低都是系統(tǒng)設(shè)計中非常重要的因素，因此濾波器的小型化研究具有重要的意義[1]。Ragan 在1948 年首次提出了使用雙模諧振器減小腔體濾波器尺寸的可能性，其通過耦合簡并模式(具有相同諧振頻率的模式)獲得緊密間隔的多個諧振頻率[2]。Wolff 在1972 年提出了第一個雙模諧振器微帶帶通濾波器[3]，該濾波器基于封閉環(huán)形微帶結(jié)構(gòu)，通過“不對稱”容性結(jié)構(gòu)的加載使得模式分離，從而形成了具有雙模諧振特性的環(huán)形諧振結(jié)構(gòu)。Riaz 等人在2019 年基于中心加載開路短截線的階躍阻抗傳輸線諧振器提出了一種低損耗、寬阻帶的多模帶通濾波器[4]。Li W 等人提出了多短截線加載的半波長多模諧振器，并設(shè)計實現(xiàn)了超寬帶帶通濾波器[5]。雖然多模諧振器在很大程度上減小了濾波器的尺寸，但是由分布參數(shù)元件所構(gòu)成的濾波器的尺寸仍然受到波長的限制。

為了進(jìn)一步提升多模濾波器的小型化能力，本文采用集總參數(shù)設(shè)計思路，提出了一種具有三模諧振與雙傳輸零點特性的小型化帶通濾波器，該濾波器采用集總電感，主體電路由4 個LC 串聯(lián)單元組成，能夠通過對其并聯(lián)于地的LC 串聯(lián)單元中元件參數(shù)的調(diào)節(jié)實現(xiàn)對雙零點的自由調(diào)節(jié)。

1 濾波器

本文提出的三模多零點混合集成小型化帶通濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有對稱性，電路主體為4 路LC 串聯(lián)單元，呈“星型”分布。其中，上下兩路并聯(lián)于地的LC 串聯(lián)單元用于調(diào)節(jié)濾波器兩個零點的位置；電容C1用于耦合饋電，C41、C42用于調(diào)節(jié)濾波器的外部品質(zhì)因數(shù)。

圖1 濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對圖1 所示的諧振器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行奇偶模分析。諧振器的奇模等效電路如圖2(a)所示，可以求出其奇模阻抗為：

偶模等效電路如圖2(b)所示，它存在兩個諧振頻率，可以等效為兩個諧振器，如圖3 所示。

圖2 奇偶模等效電路

圖3 用于產(chǎn)生偶模諧振的基礎(chǔ)電路

兩個偶模諧振模式的阻抗分別為：

構(gòu)成諧振條件時，Zino=0；Zine1=Zine2=0。根據(jù)這一條件，結(jié)合f=ω/2π，可以求出fo、feven1、feven2，其中fo為奇模諧振頻率，feven1、feven2為兩個偶模諧振頻率。

在此基礎(chǔ)上，分析濾波器的傳輸零點：

在傳輸零點處，有S21=S12=0。根據(jù)這一條件，可以求出兩個傳輸零點fTZ1、fTZ2。

綜上所述，當(dāng)各個極點和雙零點滿足fTZ2＞fe2＞fo＞fe1＞fTZ1時可以構(gòu)成多模帶通濾波器。

考慮到濾波器工作頻率處于低頻且?guī)捿^大時所需要的耦合電容C1較大，因此不能忽略耦合饋電電容C1對濾波器特性的影響。同時，為了減小濾波器通帶內(nèi)的插入損耗，需要調(diào)整耦合電容C1使饋線與諧振器之間的損耗最小，也就是傳輸系數(shù)S21在通帶內(nèi)取最大值。

對圖1 所示的濾波器進(jìn)行分析，計算其傳輸系數(shù)。輸入輸出端口之間的傳輸矩陣為，其中是串聯(lián)電容C1、C41和串聯(lián)電感L1的傳輸矩陣，是對地并聯(lián)電容C42的傳輸矩陣，分別是電感L2和L3的傳輸矩陣，它們的另一端加載了電容C2和C3。

通過傳輸矩陣與散射矩陣之間的關(guān)系S21=2/(A+B/Z0+CZ0+D)即可求出濾波器的傳輸系數(shù)S21，將C2、C3、C41、C42、L1、L2、L3代入即可得到關(guān)于C1的表達(dá)式，以此確定S21幅值最大時C1的值。

根據(jù)上述濾波器的綜合設(shè)計方法，當(dāng)各電感的值為L1=3.7 nH，L2=3.8 nH，L3=1.2 nH 時，取C1=3.0 pF，C2=2.6 pF，C3=1.5 pF，C41=2.7 pF，C42=0.9 pF。以這些參數(shù)設(shè)計的濾波器的電路仿真結(jié)果如圖4 所示。

圖4 濾波器電路仿真性能曲線

基于提出的電路拓?fù)浣o出了濾波器的物理結(jié)構(gòu)，如圖5 所示。濾波器物理結(jié)構(gòu)的中間部分為“星型”結(jié)構(gòu)的4 個圓形集總電感，其中的LC 串聯(lián)諧振單元由集總電感與商業(yè)化硅基表貼電容連接形成，電容采用AVX的Accu-P 系列。濾波器采用介電常數(shù)為9.9、厚度為0.254 mm 的陶瓷基板，最終裝配完成的濾波器，尺寸為3.2 mm×1.9 mm(0.03λ0×0.02λ0)(照片如圖7 中所示)。

圖5 濾波器電磁仿真模型

濾波器中的集總電感采用圓形結(jié)構(gòu)。常見的電感結(jié)構(gòu)[6]主要有曲折形、方形螺旋、圓形和八邊形螺旋4 種。其中曲折形和方形螺旋電感的結(jié)構(gòu)比較簡單，在仿真軟件中也更容易完成建模和調(diào)整，不足之處在于這兩種電感的自諧振頻率較低。圓形和八邊形螺旋電感結(jié)構(gòu)雖然較為復(fù)雜，但采用這兩種結(jié)構(gòu)的電感自諧振頻率較高，更符合要求。

采用電磁仿真軟件對圓形電感進(jìn)行EM 建模，如圖6所示，其中d、s、w 分別表示圓形電感的內(nèi)徑、線間距和線寬。對圖6 所示的圓形電感模型進(jìn)行仿真，并分析內(nèi)徑、線間距和線寬對電感值L、自諧振頻率和外部品質(zhì)因數(shù)Q 的影響，其中L、Q 的提取公式如式(9)、式(10)所示。

圖6 還給出了圓形電感值L 和品質(zhì)因數(shù)Q 隨電感圈數(shù)n 的變化情況，從圖中可以發(fā)現(xiàn)圈數(shù)對電感各個參數(shù)的影響都較大。隨著圈數(shù)n 的增加，電感值變大，但自諧振頻率也大幅減小，這是由于電感面積增加導(dǎo)致引入的寄生電容增大。Q 值在達(dá)到最大值前隨著n 的增加而增加；達(dá)到最大之后，Q 值急劇下降。

圖6 圓形電感模型及圈數(shù)n 對電感值和Q 值的影響

電感的內(nèi)徑d、線間距s 和線寬w 等其他參數(shù)也會對電感性能產(chǎn)生影響，通過對各個影響電感性能的參數(shù)進(jìn)行分析，可以建立一個在需要的頻段內(nèi)具有較高Q值的圓形電感模型。

2 測試結(jié)果

對濾波器進(jìn)行測試，測試結(jié)果如圖7 所示，可以發(fā)現(xiàn)，所研制的濾波器仿真與測試結(jié)果吻合良好，其中心頻率為2.6 GHz，3 dB 帶寬為1.34 GHz，插入損耗典型值為1.6 dB，同時能夠在4.0～12 GHz 的頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)30 dB 的抑制能力，具有優(yōu)越的寬阻帶特性。相較于純電路仿真，EM 仿真和實測結(jié)果在8.5 GHz 和11.5 GHz 附近產(chǎn)生了一個新的零點，這是由電感和電容的自諧振頻率引入的。

圖7 測試與仿真結(jié)果對比

表1 為本文設(shè)計的帶通濾波器與其他文獻(xiàn)的性能對比，由此可知，研制的濾波器具有較大的帶寬和較小的尺寸，性能良好。

表1 本文與其他帶通濾波器的性能對比

3 結(jié)論

本文采用集總電感與商業(yè)化表貼電容的混合集成技術(shù)，研制了一款具有明顯小型化特性的三模多零點帶通濾波器。該濾波器性能良好，中心頻率為2.6 GHz，3 dB 帶寬為1.34 GHz，插入損耗典型值為1.6 dB，能夠在4～12 GHz 的頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)30 dB 的抑制，具有優(yōu)越的寬阻帶特性，其面積尺寸為3.2 mm×1.9 mm(0.03λ0×0.02λ0)，滿足5G 高密度集成射頻前端小型化與集成化需求。