一種直流側(cè)帶混合諧波抑制電路的24脈波整流器

陳濤，陳小強,2，米季炯，王英,2

一種直流側(cè)帶混合諧波抑制電路的24脈波整流器

陳濤1，陳小強1,2，米季炯3，王英1,2

(1.蘭州交通大學(xué)自動化與電氣工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730070; 2.光電技術(shù)與智能控制教育部重點實驗室 (蘭州交通大學(xué)), 甘肅 蘭州 730070; 3.華北電力大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院, 北京 102206)

常規(guī)12脈波整流器會對電網(wǎng)造成大量諧波污染。為同時提高整流器交、直流側(cè)電能質(zhì)量，提出了一種直流側(cè)帶混合諧波抑制電路(Hybrid Harmonic Suppression Circuit, HHSC)的24脈波整流器。所提整流器由常規(guī)12脈波整流器、抽頭變換器(Tapped Inter-Phase Converter, TIPC)和補償電路(Compensation Circuit, CC)組成。TIPC的輸出端與負載串聯(lián)，直接調(diào)制整流橋的輸出電流和電壓。CC與負載并聯(lián)，間接調(diào)制整流橋的輸出電流，然后根據(jù)交、直流兩側(cè)電流關(guān)系和直流側(cè)電壓關(guān)系，最終使整流器輸入電流接近正弦波，輸出電壓由12脈波倍增至24脈波。該方法僅需小容量(僅為輸出功率的2.65%)的HHSC即可有效降低輸入電流諧波和輸出電壓紋波，具有高諧波抑制性能、低諧波抑制代價等優(yōu)點。在Matlab/Simulink中搭建仿真模型，驗證了所提方法的正確性和有效性。

多脈波整流器；諧波抑制；電流直接注入；平衡電抗器；電能質(zhì)量

0 引言

多脈波整流器(Multi-Pulse Rectifier, MPR)因結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高、過載能力強等諸多優(yōu)點，通常作為前端整流器廣泛運用于可調(diào)速驅(qū)動器、船舶電力推進系統(tǒng)和多電飛機供電系統(tǒng)[1-4]。在眾多MPRs中，12脈波整流器結(jié)構(gòu)最簡，運用最廣[5-8]，然而12脈波整流器輸入電流中包含大量的諧波，會對電網(wǎng)造成諧波污染，導(dǎo)致不滿足IEEE-519標準要求[9-10]。另外，整流器的輸出電壓脈動較大，降低了直流供電質(zhì)量[11-12]。

為降低12脈波整流器中的電流諧波，國內(nèi)外學(xué)者提出了多種諧波抑制方法[13-22]，一般可分為兩類。一類是被動諧波補償方式，該方式通過安裝有源、無源或混合電力濾波器來有效補償整流器產(chǎn)生的諧波。然而，在一些場合中，濾波裝置的容量與整流系統(tǒng)功率等級相當，故會導(dǎo)致?lián)p耗和成本增加[14-16]。另一類是主動諧波抑制方式，該方法通過改進整流器自身結(jié)構(gòu)和控制方法力求從源頭消除諧波。該方式可分為兩種，一種是直流側(cè)有源諧波抑制技術(shù)，它結(jié)合PWM控制技術(shù)，通過控制輔助開關(guān)變換器將直流側(cè)電流調(diào)制為特定波形，然后根據(jù)交、直流兩側(cè)電流的對應(yīng)關(guān)系，最終實現(xiàn)輸入電流諧波的有效抑制。該方法雖然諧波治理效果顯著，但不能增加輸出電壓的脈波數(shù)，對輸出電壓脈動無改善作用[17-19]。另一種是脈波倍增方法，其實現(xiàn)方式有兩種，一種是通過細分移相變壓器的移相角來增加輸出電壓相數(shù)，進而增加整流器的脈波數(shù)。根據(jù)此方法，文獻[20-22]分別提出了18、20、和24脈波整流器，與常規(guī)12脈波整流器相比，它們均有效地降低了輸入電流的諧波總畸變率和輸出電壓的紋波系數(shù)。然而，多相變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，繞組與整流元件個數(shù)倍增，這不僅增加了整流器的成本、體積和制造難度，而且導(dǎo)致諧波抑制效率急劇下降。為在盡量不增加整流器復(fù)雜性的前提下實現(xiàn)脈波倍增，抽頭平衡電抗器(Tapped Inter-Phase Reactor, T-IPR)被提出用于將常規(guī)12脈波整流器擴展到24脈波整流器[23-26]。該方法利用抽頭上二極管的交替導(dǎo)通，在直流側(cè)調(diào)制生成不流經(jīng)負載的環(huán)流，進而增加整流橋的輸出電流狀態(tài)，然后依據(jù)交、直流兩側(cè)電流關(guān)系和直流側(cè)電壓關(guān)系，最終將整流器的輸入電流階梯數(shù)和輸出電壓脈波數(shù)從12提高到24，實現(xiàn)對輸入電流諧波和輸出電壓紋波的抑制。然而，該方法諧波抑制能力有限，雖然它能抵消輸入電流中的11、13次諧波，但高次諧波的含量仍然很高，不滿足相關(guān)諧波標準要求。另外，由于直流側(cè)環(huán)流特征的局限性，整流橋輸出電流沒有到達零的時刻，整流器可能存在因換相重疊而導(dǎo)致的電壓陷波問題[27]。

為此，本文提出一種直流側(cè)帶混合諧波抑制電路(Hybrid Harmonic Suppression Circuit, HHSC)的24脈波整流器，它由常規(guī)12脈波整流器、基于有源抽頭電抗器(Active-Tapped Inter-Phase Reactor, AT-IPR)的變換器(Tapped Inter-Phase Converter, TIPC)和補償電路(Compensation Circuit, CC)組成(如圖1 所示)。與基于T-IPR的方案相比，CC的引入不僅可以有效抑制整流器中高次諧波，提高諧波抑制能力，而且CC與TIPC的共同調(diào)制使得整流橋可以零電流換相，有利于避免換相重疊問題。

1 整流器拓撲及其工作模態(tài)

1.1 整流器電路結(jié)構(gòu)

圖1所示為所提出的直流側(cè)帶HHSC的24脈波整流器拓撲。除了HHSC取代常規(guī)平衡電抗器外，整流器幾乎與常規(guī)12脈波整流器相同。整流器采用星形自耦變壓器作為移相變壓器(Auto-Transformer for Phase-Shifting, ATPS)，利用零序電流阻抗器(Zero Sequence Blocking Transformer, ZSBT)抑制三倍頻電流。AT-IPR抽頭與兩個共陰極二極管相連組成TIPC，TIPC與負載串聯(lián)，產(chǎn)生無源環(huán)流t；CC與負載并聯(lián)，產(chǎn)生補償環(huán)流s。由t與s配比形成的復(fù)合環(huán)流m首先調(diào)制整流橋(REC I, REC II)的輸出電流(d1,d2)，然后根據(jù)交、直流兩側(cè)電流關(guān)系和直流側(cè)電壓關(guān)系，最終降低整流器的輸入電流諧波和輸出電壓紋波。

圖1 直流側(cè)帶HHSC的24脈波整流器

為便于后續(xù)理論分析和計算，先做以下假設(shè)。

1) 整流器三相輸入電壓為

式中，m為輸入相電壓有效值。

2) 圖2為AT-IPR的繞組結(jié)構(gòu)。定義AT-IPR的抽頭匝比n為

3) 忽略ATPS和AT-IPR的漏感。

4) 整流器工作在大電感負載狀態(tài)，即負載電流d可以看作一個恒定的d。

1.2 HHSC的工作模態(tài)

由圖1可以得到HHSC具有四種工作模態(tài)，如圖3所示。

圖3 HHSC工作模態(tài)

由圖3得到對應(yīng)工作模態(tài)下直流側(cè)電壓關(guān)系及環(huán)流形式，如表1 所示。

表1 HHSC工作模態(tài)下直流側(cè)電壓關(guān)系和環(huán)流

2 混合諧波抑制機理分析

2.1 輸入電流特性

根據(jù)TIPC的工作原理，并結(jié)合表1，直流側(cè)復(fù)合環(huán)流m可以表示為

式中，p和q分別為TIPC中Dp和Dq的開關(guān)函數(shù)，其表達式為

式中，為自然數(shù)。

根據(jù)整流系統(tǒng)對稱性，REC I和REC II的輸出電流由m決定，即

依據(jù)整流橋調(diào)制原理，REC I和REC II的輸入、輸出電流之間滿足

式中，a1、b1、c1、a2、b2和c2分別是a1、b1、c1、a2、b2和c2相的開關(guān)函數(shù)。其中，a1的波形如圖4所示。

a1與各開關(guān)函數(shù)之間的關(guān)系滿足式(7)。

根據(jù)圖1中星形自耦變壓器繞組結(jié)構(gòu)關(guān)系，可以得到整流器的輸入電流a為

輸入電流a的諧波總畸變率ia可以表示為

式中，a和af分別為a及其基波電流af的有效值，它們可借助式(10)計算。

綜合上述分析，直流側(cè)復(fù)合環(huán)流m是影響整流器輸入電流特性(電流各次諧波含量和諧波總畸變率)的決定因素。

2.2 輸出電壓特性

同樣地，依據(jù)調(diào)制原理，REC I和REC II的輸出電壓滿足

式中，a1、b1、c1、a2、b2和c2為整流橋?qū)?yīng)相的輸入電壓，結(jié)合式(1)和星形變壓器的電壓相量關(guān)系，它們可以表示為

結(jié)合表1中電壓關(guān)系和式(4)，整流器的輸出電壓d可表示為

結(jié)合式(7)和式(11)—式(13)，得到d表達式為

輸出電壓d的紋波系數(shù)u可以表示為

根據(jù)上述分析，整流器的輸出電壓特性(輸出電壓及其紋波系數(shù))與n有關(guān)。

2.3 CC容量特性

圖1中的AT-IPR的端電壓可以計算為

因此，CC的容量可表示為

式中，s、s分別為s和s的有效值，可分別通過式(18)和式(10)計算。

定義CC的等效容量為

式中：d為整流系統(tǒng)輸出功率；d為負載電壓d的有效值。

根據(jù)上述分析，CC的容量取決于補償環(huán)流s。

3 混合諧波抑制策略效能及參數(shù)優(yōu)化

3.1 環(huán)流部分補償原理

根據(jù)前面分析，直流側(cè)環(huán)流特征是抑制輸入電流諧波的決定因素。在文獻[19]中大電感負載下，當環(huán)流p(見圖5)滿足特定條件(幅值為0.5d，與a同相位，頻率為300 Hz的三角波，且其負向過零點恰好是a的正向過零點)時，能最大程度降低輸入電流諧波。因此，本文借鑒文獻[19]中的諧波抑制思想，提出基于環(huán)流部分補償(Circulating Current Partial-Compensation, CCPC) 策略的混合諧波抑制方法，力爭使直流側(cè)復(fù)合環(huán)流成為上述三角波環(huán)流p，環(huán)流補償原理如圖5所示。

圖5 環(huán)流補償原理示意圖

圖5中，CC產(chǎn)生s對t的幅值不足部分進行補償，即CC僅對陰影三角形部分補償。1為t的幅值，2為t的寬度(電源周期的1/12)。

圖5中，p的傅里葉級數(shù)展開式為

由式(3)可知，t的幅值2-取決于n，即

由CCPC原理可知，1和2關(guān)系滿足

利用圖5中的幾何關(guān)系，1滿足

基于上述約束條件，所需補償電流s為

3.2 環(huán)流配比分析及關(guān)鍵參數(shù)優(yōu)化

根據(jù)上述分析可知，混合諧波抑制效能取決于由n所決定的t波形以及由CC產(chǎn)生的s波形。因此，本文所提混合諧波抑制的關(guān)鍵是設(shè)計適當?shù)脑驯萵和補償環(huán)流s。同時，補償環(huán)流s是在無源環(huán)流t的基礎(chǔ)上進行疊加的，所以，補償環(huán)流s的波形也取決于n，即n是環(huán)流配比的決定因素。

為探究不同環(huán)流配比下整流器的工作特性，以n為自變量，根據(jù)環(huán)流補償原理對不同的n值決定的t采取與之對應(yīng)的s波形進行補償，建立了n與ia、u和c之間的關(guān)系，如圖6所示。

圖6中，隨著n的增大，即AT-IPR抽頭向兩端移動時，無源環(huán)流t的幅值增加，對應(yīng)補償環(huán)流s的幅值減小，導(dǎo)致CC的等效容量c降低，輸入電流的諧波總畸變率不斷增大，輸出電壓的紋波系數(shù)先減小后增大。

圖6 an與THDia、RFu和λc的關(guān)系曲線

依據(jù)IEEE-519標準對電能質(zhì)量的要求，并結(jié)合文獻[3]中整流器的設(shè)計準則，給出了整流器具有良好性能的工作范圍，如圖6中陰影部分所示。陰影部分滿足：整流器的ia小于6%，u小于0.5%，c低于1%。

值得注意的是，當u取得最小值時，ia和c均處于陰影部分范圍內(nèi)。因此，本文將此時對應(yīng)的n值作為AT-IPR的最優(yōu)抽頭匝比，進而可以得到最優(yōu)補償電流s的波形。

對式(14)和式(15)推導(dǎo)運算，得到u最小值時的n值為

因此，結(jié)合式(14)、式(18)和式(25)，可以得到整流器的輸出電壓和輸入電壓的有效值滿足式(26)。

4 整流系統(tǒng)工作特性分析

4.1 主要電流特性

圖5中，定義補償?shù)年幱叭切尾糠謱挾日急葹?/p>

結(jié)合環(huán)流補償原理和式(27)，可以得到ia隨變化的規(guī)律，如圖7所示。

圖8給出了最優(yōu)環(huán)流配比下整流器中主要電流波形。從圖8中看出，優(yōu)化設(shè)計的補償電流s波形是六倍電網(wǎng)頻率的周期波，在s的作用下，直流側(cè)復(fù)合環(huán)流m被調(diào)制為準三角波電流，進而影響整流橋輸出電流d1和d2的波形，最終使得整流器的輸入電流a接近正弦波，其諧波總畸變率為5.37%。此外，從d1和d2波形可以看出，整流橋中二極管在換相時電流降為零，因此，所提方法能使整流橋零電流換相。

根據(jù)式(9)對最優(yōu)環(huán)流配比時輸入電流a進行傅里葉級數(shù)展開，得到其各次諧波含量。表2為常規(guī)12脈波整流器[5]和所提整流器中輸入電流諧波含量的對比結(jié)果。

圖8 整流器的主要電流波形

從表2中可以看出，使用所提方法后，整流器的輸入電流中主要包含12±1特征次諧波，各次諧波的含量均顯著降低。

表2 輸入電流諧波含量對比

4.2 主要電壓特性

圖1中ZSBT的端電壓可表示為

式中，m2n和m4n分別為m2和m4點電位，它們可以表示為

根據(jù)式(11)—式(16)、式(25)—式(26)和式(30)—式(32)，得到整流器中主要電壓波形，如圖9所示。

4.3 HHSC容量特性

1) 基于AT-IPR的TIPC容量

根據(jù)圖8和式(10)，可以得到

結(jié)合圖8—圖9、式(10)和式(18)，可以得到s、s和m的有效值分別為

因此，基于AT-IPR的TIPC容量可計算為

2) CC的容量

因此，HHSC容量僅占負載輸出功率的2.65%。

5 CC的設(shè)計原理及控制方法

由上述分析可知，為保證整流器的諧波抑制效能和能量轉(zhuǎn)化效率，HHSC中的CC應(yīng)該具備兩個功能：1) 能快速跟蹤整流器負載電流的變化，及時調(diào)整補償電流s的幅值，使其滿足圖8中的參考電流信號要求；2) 能將補償?shù)墓β?cc)回饋給負載，降低能量損失。考慮以上要實現(xiàn)的功能，選用具有升壓功能并可四象限運行的單相全橋PWM 變換器作為CC的主電路。由于CC的輸出端與負載并聯(lián)，而負載兩端電壓由整流系統(tǒng)主電路決定，因此CC僅需一個電流控制環(huán)，只要對電路和控制器參數(shù)(見表3)進行合理設(shè)計后，能使電流控制精度高，動態(tài)響應(yīng)快。

表3 系統(tǒng)主要參數(shù)

圖10為單相全橋 PWM 變換器控制電路的Simulink模型。PLL鎖相環(huán)檢測電壓信號ab的相位和頻率，輸出300 Hz的同步信號，經(jīng)Lookup Table模塊查表確定參考信號的波形，再乘以負載電流的幅值，得到參考電流信號；將參考電流信號與采樣電流信號做差，通過三角波比較器產(chǎn)生PWM信號驅(qū)動開關(guān)管。

6 仿真分析與對比驗證

為驗證上述分析的正確性及所提混合諧波抑制方法的有效性，基于Matlab/Simulink搭建了如圖1所示的整流系統(tǒng)仿真模型，其系統(tǒng)主要參數(shù)見表3。

6.1 混合諧波抑制效果

圖10 單相全橋 PWM 變換器控制電路的Simulink模型

圖11 整流器的輸入電流及其頻譜分析和輸出電壓

圖12為所提整流器中主要電流波形。圖12中仿真實驗波形與圖8中理論分析波形一致。補償電流s為6倍電網(wǎng)頻率的周期波；由于HHSC的調(diào)制，整流橋輸出電流出現(xiàn)零時刻，整流橋可以實現(xiàn)零電流換相。

圖13為所提整流器中主要電壓波形。圖13中仿真實驗波形與圖9中理論分析波形一致。AT-IPR的端電壓波形為300 Hz的三角波；由于ZSBT抑制了電路中的3倍頻電流，導(dǎo)致ZSBT的端電壓波形為3倍電網(wǎng)頻率的三角波。

圖13 整流器中主要電壓

6.2 額外損耗評估

所提整流器中采用HHSC取代了常規(guī)平衡電抗器，因此，額外損耗主要包括TIPC損耗和CC損耗。

1) TIPC中二極管導(dǎo)通損耗

根據(jù)文獻[6]中二極管損耗的計算準則，并結(jié)合TIPC工作模態(tài)，其額外導(dǎo)通損耗可表示為

式中，d、av分別為二極管導(dǎo)通壓降和平均電流。

2) CC中開關(guān)管功率損耗

單相全橋PWM變換器運行在高開關(guān)頻率下，主要的功率損耗為開關(guān)損耗和關(guān)斷損耗，其損耗之和可表示為

式中：DS為漏源直流電壓；D為漏極直流電流；on、off分別為開通延遲時間和關(guān)斷延遲時間。

根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊，選用800 V/7.8的IRFPE50作為開關(guān)管進行分析，則式(37)中參數(shù)滿足式(38)。

因此，一個電源周期內(nèi)的開關(guān)管損耗為s= 2.1 W，其占輸出功率比為：2.1/(294×10)=0.07%。

6.3 與基于T-IPR的諧波抑制方法比較

圖14為T-IPR的電路原理圖和繞組結(jié)構(gòu)圖。

圖14 T-IPR電路原理圖與繞組結(jié)構(gòu)圖

基于本文和T-IPR方案相關(guān)文獻的分析，圖15給出了常規(guī)12脈波整流器分別使用基于T-IPR的諧波抑制方法和所提方法后整流器輸入電流中諧波含量對比結(jié)果。

圖15 諧波含量對比結(jié)果

在表3所示的相同條件下，得到基于T-IPR的整流器工作特性，如圖16所示。

圖16中，基于T-IPR的整流器運行在24脈波整流狀態(tài)，輸入電流為24階梯波，其包含大量的24±1次諧波，ia值為7.13%，因變壓器漏感的影響，其略低于理論值(7.56%)。同樣，整流器輸出電壓為24脈波，電壓脈動小。然而，基于T-IPR的諧波抑制方法導(dǎo)致整流橋輸出電流近似為矩形波，沒有到達零的時刻，這表明基于T-IPR的整流器易出現(xiàn)換相重疊問題。

圖16 基于T-IPR的整流器工作特性

通過上述分析，表4給出了基于T-IPR的整流器和所提整流器的諧波抑制性能對比結(jié)果。

表4 與基于T-IPR的整流器諧波抑制性能對比

Table 4 Comparison of the harmonic suppression performance between the proposed rectifier and T-IPR

由表4可知，所提方案中AT-IPR與CC并聯(lián)，復(fù)雜度增加，二者平衡電抗器抽頭數(shù)相同，但AT-IPR容量更低，僅占負載輸出功率的1.83%。由于小容量(0.82%d)CC的功率損耗僅為0.07%d，其總額外損耗與T-IPR的方案相近。所提方案有利于避免換相重疊問題，且能有效抑制輸入電流中的高次諧波。此外，與T-IPR方案相比，所提方案具有相同的輸出電壓脈波倍增能力，更強的輸入電流諧波抑制能力，ia更低。

值得注意的是，由于本文所研究整流器中主要整流器件是二極管，負載電壓不能改變。為實現(xiàn)可變電壓功能，需要級聯(lián)一個斬波電路(DC-DC變換器)，可能會增加整流器的損耗。當然，使用晶閘管替代二極管可改變多脈波整流器的負載電壓。但負載電壓的變化會降低整流器的位移因數(shù)，而當使用額外設(shè)備提高位移因數(shù)時，也會增加功率損耗。因此，本文研究成果通常作為前端變換器運用于船舶推進、全電飛機/多電飛機和電機驅(qū)動等大功率變換系統(tǒng)的整流部分。

7 結(jié)語

為進一步抑制12脈波整流器的輸入電流諧波和輸出電壓紋波，本文提出了一種直流側(cè)基于CCPC策略的混合諧波抑制方法，得到了一種高諧波抑制性能的新型24脈波整流器。分析了其工作模態(tài)，明確了 HHSC對整流器輸入電流和輸出電壓的調(diào)制作用，推導(dǎo)了AT-IPR的最優(yōu)匝比，得到了最佳環(huán)流配比，計算了磁性元件的電壓、電流等級和容量，評估了整流器額外損耗。最佳環(huán)流配比條件下，HHSC將整流器輸入電流的諧波總畸變率降低至原來的1/3左右，輸出電壓的紋波系數(shù)減少至原來的1/4，有效降低了輸入電流諧波和輸出電壓紋波。

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A 24-pulse rectifier with hybrid harmonic suppression circuit on the DC side

CHEN Tao1, CHEN Xiaoqiang1,2, MI Jijiong3, WANG Ying1,2

(1.School of Automation & Electrical Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China; 2.Key Laboratory of Opto-Technology and Intelligent Control Ministry of Education (Lanzhou Jiaotong University), Lanzhou 730070, China;3.School of Electrical and Electronic Engineering, North China Electric Power University, Beijing 102206, China)

The conventional 12-pulse rectifier causes a lot of harmonic pollution in the grid.To improve the power quality of both AC and DC sides of the rectifier, a 24-pulse rectifier with hybrid harmonic suppression circuit (HHSC) on the DC side is proposed.The proposed rectifier consists of a conventional 12-pulse rectifier, an active-tapped inter-phase reactor (AT-IPR) and a compensation circuit (CC).The output side of the TIPC is connected in series with the load to directly modulate the output current and output voltage of the rectifier bridge; the CC is connected in parallel with the load to indirectly modulate the output current of the rectifier bridge, and then according to the current relationship between the AC and DC sides and the voltage relationship on the DC side, the input line current of rectifier is close to the sinusoidal current andoutput voltage is doubled from 12 to 24 pulses.This method only needs a small-capacity HHSC (only 2.65% of output power) to reduce input line current harmonics and output voltage ripple effectively, and it has the advantages of high harmonic suppression performance and low harmonic suppression cost.The simulation model of the rectifier system is built in Matlab/Simulink to verify the correctness and effectiveness of the proposed method.

multi-pulse rectifier; harmonic suppression; direct current injection; inter-phase reactor; power quality

10.19783/j.cnki.pspc.210859

2021-08-11；

2021-09-30

陳 濤(1995—)，男，碩士研究生，研究方向為電能質(zhì)量變換與控制及其諧波抑制；E-mail: ct0219338@163.com

陳小強(1966—)，男，通信作者，研究方向為大功率整流器的諧波抑制。E-mail: xqchen@mail.lzjtu.com

國家自然科學(xué)基金項目(51767013，52067013)；教育部光電技術(shù)與智能控制重點實驗室開放課題(KFKT2020-12)

This work is supported by the National Natural Science Foundation of China (No.51767013 and No.52067013).

(編輯 姜新麗)