變電設(shè)備在線監(jiān)測技術(shù)中的同步采集觸發(fā)方法對比分析

朱永燦，張鵬，田毅，黃新波

(西安工程大學(xué) 電子信息學(xué)院，陜西 西安 710048)

0 引言

隨著電力工業(yè)的快速發(fā)展和人力成本的逐步提高，推行安全、高效的無人值守變電站在線監(jiān)測技術(shù)勢在必行。在變電站眾多在線監(jiān)測技術(shù)中，針對金屬氧化鋅避雷器、變壓器套管、電容式電流互感器、干式空心電抗器等電容、電感型高壓電氣設(shè)備的監(jiān)測產(chǎn)品占到了總應(yīng)用的1/3[1-3]。在上述監(jiān)測方案中，同步采集技術(shù)作為母線電壓、接地電流相位差測量的基礎(chǔ)，其精度直接影響電氣設(shè)備介質(zhì)損耗因數(shù)、阻性電流等特征參量的有效性。

近些年，智能變電站普遍借助北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(Beidou navigation satellite system，BDS)/全球定位系統(tǒng)(global positioning system，GPS)衛(wèi)星授時[4]、靶場間儀器組B型(inter-range instrumentation group-B，IRIG-B)時間碼觸發(fā)[5]、無線時鐘同步[6]等方式來為在線監(jiān)測裝置提供所需的基準(zhǔn)時間及同步采集觸發(fā)信號，從而保障數(shù)據(jù)精準(zhǔn)的同步采集。目前在線監(jiān)測系統(tǒng)已經(jīng)成功地實現(xiàn)了全自動、全天候的實時在線監(jiān)測高壓電氣設(shè)備的運行狀態(tài)[7-9]，但從國內(nèi)針對高壓電氣設(shè)備的在線監(jiān)測系統(tǒng)的安裝和運行情況來看，卻并沒有達到預(yù)期的大規(guī)模應(yīng)用。其主要原因在于系統(tǒng)的監(jiān)測精度及穩(wěn)定性不夠高，一旦同步觸發(fā)信號的時間精度降低就會嚴(yán)重影響監(jiān)測數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性，形成誤報警；另一方面系統(tǒng)高昂的硬件成本，也在一定程度上限制了監(jiān)測裝置的大規(guī)?，F(xiàn)場安裝[10-11]。

基于高壓電氣設(shè)備介質(zhì)損耗因數(shù)、阻性電流等特征參量的在線監(jiān)測技術(shù)原理，本文對BDS/GPS衛(wèi)星授時、短距離無線廣播觸發(fā)、站控層IRIGB碼授時、電源電壓輔助相位差測量4種同步采集觸發(fā)方案進行了研究與設(shè)計，分析了其在同步采集觸發(fā)時差、穩(wěn)定性、成本等方面的優(yōu)缺點，為變電站在線監(jiān)測系統(tǒng)提供不同的方案選擇。

1 基于相位測量的高壓電氣設(shè)備在線監(jiān)測原理

1.1 電容型設(shè)備在線監(jiān)測技術(shù)

根據(jù)金屬氧化鋅避雷器、變壓器套管、電容式電流互感器、電力電纜等高壓設(shè)備的結(jié)構(gòu)特性，其絕緣特性在交流母線電壓作用下可以等效為電容和電阻的串并聯(lián)結(jié)構(gòu)。如圖1所示。電容型設(shè)備監(jiān)測是智能變電站在線監(jiān)測的重要部分[12]，其主要通過監(jiān)測設(shè)備絕緣特征下介質(zhì)損耗因數(shù)變化來進行設(shè)備故障判斷。

圖1 有損介質(zhì)的等值電路和相量圖Fig. 1 Equivalent circuit and phasor diagram of lossy medium

一般情況下，電容型設(shè)備的δ很小，即式（1）中φ接近 90°。

1.2 干式空心電抗器匝間短路在線監(jiān)測原理

干式空心電抗器作為典型的電感式設(shè)備，其線圈普遍采用圓筒式繞法，正常運行時，干式空心電抗器的每一相只有單側(cè)繞組。當(dāng)發(fā)生匝間短路時，電抗器變成了一臺單相自耦降壓變壓器，短路位置形成的短路環(huán)相當(dāng)于變壓器的副邊發(fā)生了短路故障[16-18]，如圖2所示。

圖2 電抗器匝間短路等效電路Fig. 2 Reactor inter-turn short circuit equivalent circuit

圖2中：N1為電抗器每相繞組的匝數(shù)；N2為電抗器發(fā)生匝間短路的匝數(shù)；分別為故障時電抗器原副邊的電流。

正常運行時電抗器有功損耗主要分為電阻損耗Pr和附加損耗Pe，可以表示為

式中：Pe在母線電壓頻率不變時多為某個固定值，其數(shù)值大小一般認(rèn)為不超過直阻損耗的30%。

當(dāng)電抗器發(fā)生單匝匝間短路故障時，等效的這臺變壓器的變比將會變得極大——高壓側(cè)匝數(shù)約等于電抗器的匝數(shù)，低壓側(cè)只有一匝并且短路運行，由安匝平衡原理可知低壓側(cè)會產(chǎn)生極大的電流，如此大的短路電流在短路環(huán)內(nèi)能產(chǎn)生很大的有功損耗，使電抗器整體的有功損耗P急劇增加[19]，而流過電抗器的總電流I幾乎沒有變化，此時電抗器的等效電阻增大為R′，功角則變化為φ′，如圖3所示。

圖3 電抗器匝間短路功角變化Fig. 3 Change of short circuit power angle between turns of reactor

綜上所述，相角差的變化是反映高壓電氣設(shè)備運行狀態(tài)的重要特征參量?？捎糜诮饘傺趸\避雷器、變壓器套管、電容式電流互感器等電容型設(shè)備和干式空心電抗器電感型設(shè)備的監(jiān)測，主要特征參量及計算方法，如表1所示。

表1 常見的監(jiān)測特征參量及測量方法Table 1 Common monitoring characteristic parameters and measurement methods

2 典型在線監(jiān)測系統(tǒng)設(shè)計

2.1 基于絕對測量法的相角測量方法

為了精準(zhǔn)地監(jiān)測出變電站中電容型電氣設(shè)備的相角變化，目前在線監(jiān)測系統(tǒng)中多采用絕對測量法直接比較被測目標(biāo)的電流及電壓信號的相位。將電壓互感器的二次側(cè)電壓信號作為基準(zhǔn)信號，直接測量與之同相位電容型設(shè)備工作時的介損和電容量，具體測量原理如圖4所示。利用在被測試品CX地線側(cè)安裝的電流互感器，能夠測得反映被測試品在工作狀態(tài)下電流的幅值及電壓的相位，而由電壓互感器可測得反映母線電壓的，如果忽略互感器的角差，則應(yīng)和同相位，因此兩者的相位差就是所求的功率因素角φ，φ的余角即為介質(zhì)損耗角δ[5]。

圖4 絕對測量法原理及向量圖Fig. 4 Schematic diagram and vector diagram of the absolute measurement method

2.2 典型在線監(jiān)測終端設(shè)計

在線監(jiān)測裝置幾乎都是在變電站的露天環(huán)境中工作，周圍電磁環(huán)境復(fù)雜并且傳感器采集的信號特別容易受到各種干擾而出現(xiàn)誤差，為了能夠順利測量出高壓電氣設(shè)備相角的變化，在監(jiān)測裝置硬件的設(shè)計中，選擇合適的傳感器和對采集的信號進行適當(dāng)去噪、放大、濾波等處理就顯得尤為重要。出于提高采樣精度及降低監(jiān)測裝置設(shè)備成本的考慮，在線監(jiān)測裝置硬件原理框圖設(shè)計如圖5所示。

圖5 基于FPGA的在線監(jiān)測裝置原理框圖Fig. 5 The principle block diagram of on-line monitoring devices based on FPGA

監(jiān)測裝置整體的工作流程如下：當(dāng)接收到采集觸發(fā)信號時，同步觸發(fā)模塊控制啟動A/D轉(zhuǎn)換電路，將被測的電流、電壓、頻率及溫濕度等信號轉(zhuǎn)化成數(shù)字量，并將這些數(shù)字量分類送到邏輯控制單元中的不同模塊做進一步的處理。其中溫濕度數(shù)據(jù)將被用于輔助監(jiān)測裝置的測量，盡可能減少外界環(huán)境中溫濕度的變化對測量結(jié)果產(chǎn)生的不利影響，以免出現(xiàn)誤判。剩余能夠反映電氣設(shè)備運行狀態(tài)的特征數(shù)據(jù)量，則會先在現(xiàn)場可編程邏輯門陣列（field programmable gate array，F(xiàn)PGA）芯片構(gòu)成的邏輯控制單元中進行“數(shù)據(jù)清洗”處理，剔除數(shù)據(jù)中包含的一些異常值后，再利用快速傅立葉變換（fast Fourier transform，F(xiàn)FT）核對數(shù)據(jù)作諧波分析，得到高壓電氣設(shè)備運行狀態(tài)下電流或電壓的初相角，最后兩臺監(jiān)測裝置結(jié)果作差求出能夠反映高壓電氣設(shè)備工作狀態(tài)的介質(zhì)損耗角或其他參數(shù)。

2.3 相角測量精度要求分析

諧波分析即利用傅立葉變換將監(jiān)測裝置采集的泄漏電流及母線電壓信號從時域轉(zhuǎn)換到頻域，進而利用二者基波初相位的差值來求出高壓電氣設(shè)備介質(zhì)損耗因數(shù)角δ[1]。在實際工作中，由于監(jiān)測裝置采集的數(shù)據(jù)是經(jīng)過離散、量化以后有限長度的周期序列數(shù)據(jù)，因此可借助離散傅立葉計算公式對數(shù)據(jù)進行處理。假設(shè)用x(n)表示為監(jiān)測裝置采集到的原始數(shù)據(jù)(0≤n≤N?1，N為采樣離散數(shù)據(jù)個數(shù))；則數(shù)據(jù)x(n)經(jīng)離散傅立葉變換后可得

根據(jù)上式可求得，序列數(shù)據(jù)x(n)即泄漏電流i(t)的初相角為

同理可以得出母線電壓u(t)的初相角為

式中：k為諧波次數(shù)；最后求得高壓電氣設(shè)備的介質(zhì)損耗因數(shù)角δ的大小為

根據(jù)《變電設(shè)備在線監(jiān)測裝置技術(shù)規(guī)范第3部分：電容型設(shè)備及金屬氧化物避雷器絕緣在線監(jiān)測裝置檢驗標(biāo)準(zhǔn)》(DL/T1432.3?2016)要求：電容型設(shè)備抉擇損耗因數(shù)測量范圍為0.001～0.300，測量誤差要求±(標(biāo)準(zhǔn)讀數(shù)×1%+0.001)；金屬氧化物避雷器阻性電流范圍為10μA～10 mA，測量誤差要求±(標(biāo)準(zhǔn)讀數(shù)×5%+2μA)，阻容比值0.05～0.50，測量誤差要求±(標(biāo)準(zhǔn)讀數(shù)×2%+0.01)。

為了使電容型設(shè)備及金屬氧化物避雷器絕緣在線監(jiān)測裝置滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)要求，在考慮裝置模擬電路、A/D及控制單元延遲基礎(chǔ)上，應(yīng)要求同步觸發(fā)誤差遠(yuǎn)小于1 μs，這就對在線監(jiān)測系統(tǒng)同步觸發(fā)的時間精度有了較高的要求。

3 同步采集觸發(fā)方案設(shè)計與分析

3.1 BDS/GPS模塊同步采集觸發(fā)模式

（1）基于BDS/GPS授時的在線監(jiān)測裝置設(shè)計。在監(jiān)測裝置中內(nèi)置BDS/GPS模塊完成同步觸發(fā)是目前精度最高的方案之一[20-22]，該方案可不受安裝距離和布線的影響，能獲得高達20 ns的同步觸發(fā)精度。如圖6所示，主要包括BDS/GPS模塊、高精度晶振、鎖相環(huán)守時模塊、A/D采樣控制模塊和數(shù)據(jù)采集5個部分。

圖6 基于BDS/GPS授時的在線監(jiān)測裝置結(jié)構(gòu)框圖Fig. 6 Block diagram of on-line monitoring devices based on BDS/GPS timing

BDS/GPS模塊利用蘑菇頭天線接收授時衛(wèi)星發(fā)送的標(biāo)準(zhǔn)時間信號后，根據(jù)衛(wèi)星信號的強弱大小選擇合適的衛(wèi)星作為模塊的授時源衛(wèi)星。通過對授時衛(wèi)星發(fā)送的標(biāo)準(zhǔn)時間信號進行解碼處理得到協(xié)調(diào)世界時間(universal time coordinated，UTC)數(shù)據(jù)和秒脈沖(1 pulse per second，1 PPS)信號。在線監(jiān)測裝置實時接收BDS/GPS模塊發(fā)送的串行時間碼和1 PPS秒脈沖信號，以串行時間碼作為基礎(chǔ)時間信息，用以與采樣間隔配合使用；1 PPS秒脈沖信號具有極高精度，可作為監(jiān)測裝置單次采樣的同步采集觸發(fā)信號。既監(jiān)測裝置的處理器中斷接收串行時間碼，當(dāng)其與采樣間隔一致時，A/D采樣控制模塊使能采集觸發(fā)信號并通過和校正后的1 PPS作“與”運算后，觸發(fā)ADC采樣開始。

圖7展示了監(jiān)測裝置在部分時間段內(nèi)的同步采集精度變化曲線，從圖7中可以看到在BDS/GPS授時方式下，監(jiān)測裝置的同步采集信號精度可以控制在20 ns內(nèi)。

圖7 BDS/GPS授時方式下同步采集精度變化曲線Fig. 7 Change curve of synchronous acquisition accuracy under BDS/GPS timing mode

（2）守時模塊設(shè)計。

受周圍環(huán)境中建筑物遮擋影響，BDS/GPS模塊可能會短時丟失衛(wèi)星信號，無法正常解析出時間信息。鎖相環(huán)守時模塊作為整個監(jiān)測裝置的補充模塊，其目的就是確保在BDS/GPS模塊丟失衛(wèi)星信號的情況下，監(jiān)測裝置依然能夠在短期內(nèi)提供一個高精度的1 PPS信號供ADC正常觸發(fā)采樣使用。

高性能的晶振是守時功能的基礎(chǔ)，但隨著晶振工作時間的增加則會出現(xiàn)較大的累計誤差。而授時衛(wèi)星由于使用內(nèi)部搭載的原子鐘來提供時鐘信號，則不會因長期運行而產(chǎn)生累計誤差[10]。因此，可以借助授時衛(wèi)星信號正常時接收到的時間信號來對本地的時鐘單元進行馴服。鎖相環(huán)守時模塊利用高性能晶振輸出的50 MHz信號來對解碼得到的1 PPS信號進行測頻測相，測量后的誤差數(shù)據(jù)被送到該模塊內(nèi)的時間同步控制器中進行處理；時間控制器能夠記錄下這些誤差數(shù)據(jù)，再根據(jù)誤差值的大小對1 PPS信號進行校正處理，并將校正后的1 PPS與采樣使能信號作“與”運算后觸發(fā)ADC采樣。

3.2 短距離無線廣播觸發(fā)

基于Zigbee、Lora無線通信的廣播觸發(fā)有著成本低、無須布線等優(yōu)點，常被用于短距離同步觸發(fā)[6]，其系統(tǒng)框圖如圖8所示。

圖8 短距離無線廣播同步采集觸發(fā)方案系統(tǒng)框圖Fig. 8 Block diagram of short range radio broadcast synchronous acquisition trigger system

整個無線廣播觸發(fā)同步采集系統(tǒng)包含無線通信主站、天線、監(jiān)測裝置等3類設(shè)備，其中無線通信主站作為信號送發(fā)設(shè)備，負(fù)責(zé)將基準(zhǔn)時間及同步觸發(fā)信號打包發(fā)送給各個節(jié)點的監(jiān)測裝置，并接收各個節(jié)點的監(jiān)測裝置上傳的監(jiān)測數(shù)據(jù)，隨后傳輸?shù)皆诰€監(jiān)測系統(tǒng)后臺的專家軟件上進行后期處理；監(jiān)測裝置在利用無線模塊接收到無線通信主站廣播傳遞的數(shù)據(jù)包后，立刻在單片機中解析出基準(zhǔn)時間并判斷同步觸發(fā)命令是否出現(xiàn)，一旦監(jiān)測到同步觸發(fā)命令就即刻觸發(fā)ADC采樣使能。

無線數(shù)據(jù)包在傳輸過程中，命令數(shù)據(jù)的發(fā)送、中繼、解析及AD采集觸發(fā)等都會產(chǎn)生時延，這將會使得同步采集信號出現(xiàn)一定的時間誤差，需利用合適的同步算法來對解析的基準(zhǔn)時間進行補償，使得同步觸發(fā)信號的精度符合監(jiān)測裝置的需求。傳感器網(wǎng)絡(luò)時間同步協(xié)議(timing-sync protocol for sensor network ,TPSN)算法是一種基于發(fā)送者-接收者機制的同步算法，該算法具有精確度高、穩(wěn)定性強、復(fù)雜度相對較低等特點，被廣泛應(yīng)用在無線傳感器的時間同步中。表2中給出了系統(tǒng)在引入TPSN同步算法后，連續(xù)測量50組不同節(jié)點位置處同步采集精度而得到的平均誤差。

表2 不同位置下的同步采集精度Table 2 Sync acquisition accuracy at different locations

該方案最大的優(yōu)勢是能夠避免傳統(tǒng)有線同步采集系統(tǒng)中存在的布線復(fù)雜、耗材多、造價高、功耗大、擴展性能差等不足，在保證系統(tǒng)的同步采集信號時間精度在誤差范圍允許的前提下，能夠?qū)崿F(xiàn)監(jiān)測裝置相對精準(zhǔn)地對監(jiān)測數(shù)據(jù)進行同步采集及無線傳輸。

3.3 站控層IRIG-B碼同步采集觸發(fā)方案

考慮到變電站中存在的強磁環(huán)境會對無線信號的傳播造成干擾，上述2種同步采集觸發(fā)方案或多或少存在同步信號丟失的情況。為此，在智能變電站在線監(jiān)測系統(tǒng)中，也常常使用IRIG-B時間同步碼來作為監(jiān)測裝置的同步時鐘[5]。

IRIG-B碼是目前應(yīng)用較為廣泛的一種串行時間交換碼[23-24]，每秒為一幀，由100個周期為10 ms的碼元組成，能夠傳達100位包括天、時、分、秒等信息。根據(jù)IRIG-B碼碼元自身占空比的不同可將其主要分為3個類型，分別用來表示二進制中的0和1，以及位置標(biāo)識位P。如圖9所示，其中脈沖寬度為2 ms的碼元表示二進制的數(shù)字“0”；脈沖寬度為5 ms的碼元表示二進制的數(shù)字“1”；脈沖寬度為8 ms的碼元表示位置標(biāo)識位“P”，用于對位置進行識別。

圖9 IRIG-B碼中各個碼元脈寬的大小Fig. 9 The size of the pulse width of each code in IRIG-B code

如圖10所示，為了滿足在線監(jiān)測技術(shù)的要求，設(shè)計了利用站控層IRIG-B碼來實現(xiàn)監(jiān)測裝置同步采集觸發(fā)的方案。其工作流程為：變電站中的全站時鐘將來自其他標(biāo)準(zhǔn)時間授時系統(tǒng)(如BDS、GPS授時設(shè)備)的標(biāo)準(zhǔn)時間中的天、時、分、秒等信息按照IRIG-B碼的編碼格式進行編碼，然后利用光纖網(wǎng)絡(luò)（或雙絞信號線）將其以1幀/s的傳輸速率串行傳輸?shù)奖O(jiān)測裝置的光電轉(zhuǎn)換模塊，隨后再將IRIG-B碼信號發(fā)送到B碼信號解析模塊中進行解析，解析后的時間信號再被送到時間同步校準(zhǔn)模塊中，該模塊將根據(jù)信號傳輸過程中時延的大小，來對解析的標(biāo)準(zhǔn)時間進行補償并輸出新的串行時間碼和1 PPS信號，其中時間碼用于確認(rèn)是否達到采樣時間，1 PPS用于觸發(fā)同步采樣。

圖10 站控層IRIG-B碼同步采集觸發(fā)方案Fig. 10 Trigger scheme for synchronous acquisition of IRIG-B code in station control layer

受光電轉(zhuǎn)換模塊、B碼解析模塊延遲等因素的影響，IRIG-B碼同步采集觸發(fā)的精度一般可達100 ns。在實驗中，利用示波器比對1 PPS信號和IRIG-B碼的同步精度誤差可以獲得監(jiān)測裝置的同步采集精度，連續(xù)記錄20組的同步誤差數(shù)據(jù)，并記錄在表3中。對表3中數(shù)據(jù)分析發(fā)現(xiàn)在站控層IRIG-B碼方案下，監(jiān)測裝置的同步采樣精度主要在30 ns到70 ns內(nèi)變化，且平均同步采集精度為49.5 ns，滿足電容型設(shè)備在線監(jiān)測技術(shù)相關(guān)需要。

表3 1 PPS秒脈沖與IRIG-B碼的同步精度誤差Table 3 Sync accuracy error between 1 PPS second pulse and IRIG-B code

3.4 基于交流電源電壓的相位差測量方案

如圖11所示，基于交流電源電壓的相位差測量方案中每個監(jiān)測裝置中包含兩路被測信號，其監(jiān)測裝置1的第一路通道用于測量高壓電力設(shè)備泄漏電流的幅值與相位，另外一路通道測量裝置供電的AC 220 V電壓的相位；同樣監(jiān)測裝置2的兩路通道分別用于測量母線電壓信號和AC 220 V裝置電源信號。

圖11 交流電源電壓的相位差測量原理Fig. 11 Schematic diagram of phase difference measurement of AC power supply voltage

當(dāng)監(jiān)測裝置1在時刻t1收到監(jiān)控中心向下發(fā)送的采集命令后，立即通過傳感器對高壓電力設(shè)備的泄漏電流和裝置供電的AC 220 V進行采樣，并經(jīng)過計算得到相位值φA和φC1，二者相減即可求出時刻t1高壓電氣設(shè)備的泄漏電流與裝置供電電源之間的相位差為

同理，當(dāng)監(jiān)測裝置2在時刻t2接收到監(jiān)控中心向下發(fā)送的采集命令后，求得母線電壓和裝置供電電源之間的相位值φB與φC2，兩者相位差為

監(jiān)測裝置1及2基本上同時接收到采集指令，可認(rèn)為裝置供電電源的頻率無變化，因此相位值φC1與φC2相同。則高壓電氣設(shè)備與母線電壓之間的相位差可表示為

在實際測試中，監(jiān)測裝置1和2之間的同步采集精度如圖12所示，從圖12中可知兩者的同步精度誤差在100 ns內(nèi)。與其他3種方案相比，該方案不再要求高精度的同步時鐘，具有較高的穩(wěn)定性和可實施性。

圖12 實驗測試結(jié)果Fig. 12 Experimental test results

3.5 方案對比

表4給出了上述4種方案的精度、穩(wěn)定性、成本等情況，其中BDS/GPS模塊授時方案的同步精度最高，但當(dāng)受到安裝位置影響而接收到的衛(wèi)星信號不良時，同步精度將受到很大影響。交流電源電壓的相位差測量法與IRIG-B碼時鐘的精度相當(dāng)，但交流電源電壓的相位差測量法需增加一個高性能電流互感器[25]，成本略高；而IRIG-B碼時鐘雖然具有穩(wěn)定性高成本低等優(yōu)點，但需要站控層時鐘源需提供必要的接口和布線；短距離無線廣播方案的同步觸發(fā)精度一般，在變電站在線監(jiān)測高精度同步觸發(fā)中應(yīng)用較少。

表4 4種同步采集觸發(fā)方案的對比Table 4 Comparison of four synchronous acquisition trigger schemes

4 結(jié)論

本文針對傳統(tǒng)在線監(jiān)測系統(tǒng)中監(jiān)測裝置的同步采集觸發(fā)問題，對4種同步采集觸發(fā)方案進行了較為詳細(xì)的研究設(shè)計與實驗分析，最終得到如下結(jié)論。

（1）在對BDS/GPS模塊同步采集觸發(fā)模式進行實驗驗證時發(fā)現(xiàn)，采用衛(wèi)星授時可以將監(jiān)測裝置的同步采集精度控制到20 ns內(nèi)，但監(jiān)測設(shè)備的守時模塊硬件成本較高，不利于系統(tǒng)大規(guī)模應(yīng)用。

（2）短距離無線廣播觸發(fā)方式結(jié)構(gòu)簡單、造價低、具有較強的可擴展性優(yōu)勢，但實驗發(fā)現(xiàn)在該方式下監(jiān)測裝置的同步精度會隨著節(jié)點距離的增加而下降，因此僅適用于短距離范圍內(nèi)。

（3）站控層IRIG-B碼同步采集觸發(fā)同步精度高、穩(wěn)定性強，即使是距離較遠(yuǎn)的監(jiān)測裝置也能夠為其提供精準(zhǔn)可靠的時間同步服務(wù)，具有較好的工程應(yīng)用價值，但在安裝過程中布線較為復(fù)雜。

（4）基于交流電源電壓的相位差測量方案設(shè)備安裝方便、抗干擾能力強、且擺脫了對高精度同步時鐘信號的過分依賴，但可能會受電網(wǎng)頻率微波動的影響使得在線監(jiān)測系統(tǒng)的監(jiān)測數(shù)據(jù)出現(xiàn)錯誤，產(chǎn)生誤判。