基于缺陷地面結構的超寬帶微帶濾波器的設計

李國金，唐江勃，南敬昌

(遼寧工程技術大學 電子與信息工程學院，遼寧 葫蘆島 125105)

自 2002 年美國聯(lián)邦通信委員會(Federal Communications Commission，F(xiàn)CC)將超寬帶頻段用于商業(yè)，超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)無線產(chǎn)品便開始了飛速發(fā)展[1-2]。而超寬帶系統(tǒng)的一個重要組成部分便是超寬帶帶通濾波器(Band Pass Filter，BPF)。由于規(guī)定的頻帶范圍內包括一些已經(jīng)在無線通信中得到應用的頻段，如5.2 GHz 附近的無線局域網(wǎng)(WLAN)信號[3]、8 GHz 的X 波段衛(wèi)星通信信號，它們會對超寬帶頻段造成不小的影響[4]。因此設計具有超寬帶、高抑制性能和緊湊性的濾波器仍然是一個具有挑戰(zhàn)性的工作。

近年來，超寬帶濾波器的設計方法在不斷創(chuàng)新。其中，比較早的一種方法是將高通濾波器與低通濾波器進行級聯(lián)來產(chǎn)生通帶[5]，這樣的設計較為簡單，但濾波器尺寸偏大且通帶特性并不理想。通過設計新型的多模諧振器(Multiple-Mode Resonator，MMR)來構建所需的通帶是一種有效的設計方式[6-8]。如矩形環(huán)諧振器[7]，該結構利用阻抗不同的傳輸線首尾相連構建超寬帶濾波器，帶寬較大但通帶特性一般。文獻[8] 提出了“工字形”多模諧振器，靠平行耦合的形式來產(chǎn)生傳輸零點，但該方式插入損耗偏大且通帶特性不理想。目前使用較多的方法還包括在MMR 上加載枝節(jié)或者耦合多模諧振器。例如，在傳統(tǒng)階躍阻抗諧振器上增加E 型諧振器的方式來實現(xiàn)陷波[9]，或將兩個E 型諧振器耦合來實現(xiàn)所需通帶[10]，但這樣設計會使整體尺寸偏大，于是通過研究缺陷地面結構(Defected Ground Structure，DGS)來減少尺寸。文獻[11]通過刻蝕微帶線實現(xiàn)了三個阻帶，使其擁有較好的陷波特性。文獻[12]利用4 個E 型缺陷地結構來提高帶外抑制，使BPF 邊帶衰減達到了20 dB，性能比較理想。

基于上述研究，本文提出了一種基于缺陷地面結構的超寬帶濾波器。該結構通過加載內嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)的方式構建了兩個陷波帶，并根據(jù)仿真結果增加不對稱倒T 型枝節(jié)來加深陷波深度。在此基礎上設計了一個新型DGS 結構，通過調整尺寸達到改善陷波深度和帶外抑制的目的，經(jīng)測試結果吻合較好。

1 超寬帶濾波器理論

在設計微帶濾波器時，諧振器可以通過對諧振頻率的選擇來形成濾波器所需帶寬。本文的超寬帶濾波器通過多模諧振器(MMR)與I/O 饋線耦合來實現(xiàn)。圖1 所示為采用的階躍阻抗諧振器(Stepped Impendence Resonators，SIR)結構。Z1、Z2表示傳輸線阻抗(Z1＜Z2)，θ1、θ2表示不同的電長度。

圖1 1/2 波長型SIR 結構Fig.1 SIR structure of 1/2 wavelength

在開路端來看，該結構輸入導納表示為[13]:

式中:Rz為阻抗比，Rz=Z2/Z1=tanθ1=tanθ2?？傠婇L度θT=θ1+θ2=θ1+arctan(Rz/tanθ1)。研究過程還需考慮高階雜散頻率對通帶的影響。將基本諧振頻率與其他高階雜散諧振頻率分別用f0、f1、f2、f3表示，對應的電長度用θ0、θ1、θ2、θ3表示。當Yin=0 時發(fā)生諧振，此時:

于是可以求出該結構諧振頻率比值隨阻抗比Rz的變化曲線，如圖2 所示。從圖2 可以得到諧振頻率比與阻抗比的變化規(guī)律，當阻抗比增大時，諧振頻率比值隨之減小且變化速度變緩。因此，可以通過改變阻抗比的大小來調整諧振頻率的分布。

圖2 諧振頻率比隨諧振器阻抗比變化曲線圖Fig.2 Curves of resonant frequency ratio changing with resonator impedance ratio

通過上述分析可知，可以通過進一步調整諧振頻率的分布來改變MMR 通帶范圍，超寬帶濾波器結構如圖3 所示[14]。該結構由MMR 與λ/4 微帶線通過對稱耦合來構造，調節(jié)阻抗比使諧振頻率均勻地分布在通帶范圍內，利用仿真軟件HFSS 15.0 進行仿真優(yōu)化。超寬帶濾波器S參數(shù)仿真曲線如圖4 所示，通帶范圍在3.06～12.02 GHz，相對帶寬為118.8%，回波損耗S11在-10 dB 以下，通帶插入損耗S21在0.5 dB 以內。

圖3 超寬帶濾波器結構圖Fig.3 Structure diagram of ultra-wideband bandpass filter

圖4 超寬帶濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.4 Simulation curves of S parameter of ultra-wideband filter

2 陷波特性設計

2.1 加載枝節(jié)

陷波的設計方法包括加載多模諧振器、耦合微帶線枝節(jié)、引入DGS 等。其中在濾波器上加載多模諧振器增加了基板尺寸，不利于結構的小型化。本文通過加載內嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)的方式構建了兩個陷波帶，雙陷波超寬帶濾波器結構圖如圖5 所示。

圖5 雙陷波超寬帶濾波器結構圖Fig.5 Structure of the double notch ultra-wideband filter

在上述設計的濾波器基礎上內嵌枝節(jié)可以形成一個陷波，內嵌枝節(jié)長度L4會影響陷波的頻率，仿真結果如圖6 所示。由圖6 可知，當L4逐漸增大時，陷波頻率會向低頻發(fā)生偏移，而當L4為4 mm 時，會在8 GHz 處產(chǎn)生一個深度為-9 dB 的陷波。

圖6 內嵌枝節(jié)長度對陷波影響Fig.6 The effect of embedded branch length on trapped waves

在下方加載折疊的開路枝節(jié)可以在5.3 GHz 處產(chǎn)生一個-18 dB 的陷波，從而有效抑制WLAN 信號頻段的影響，雙陷波濾波器S參數(shù)仿真曲線如圖7 所示。

圖7 雙陷波濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.7 Simulation curve of S parameter of double notch ultra-wideband filter

加載內嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)后雖然形成了兩個陷波，但8 GHz 處陷波深度不足。于是通過在諧振器兩側加載不對稱倒T 型枝節(jié)來加深8 GHz 處的陷波深度，加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器結構如圖8 所示。

圖8 加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器結構圖Fig.8 Structure of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

加載倒T 型枝節(jié)后，對該結構參數(shù)進行調整。可以發(fā)現(xiàn)，T 型枝節(jié)兩側寬度W8、W9對諧振頻率的位置有所影響。通過仿真優(yōu)化，當左側T 型枝節(jié)的長度L8和寬度W8分別為0.8 mm 和0.53 mm，右側T 型枝節(jié)長度L9和寬度W9分別為0.8 mm 和0.57 mm 時，可以產(chǎn)生雙陷波并加深8 GHz 處的陷波深度。加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器S21仿真曲線如圖9 所示，超寬帶濾波器在兩個陷波帶的陷波深度分別為-18 dB 和-44 dB，有效地增加了陷波的深度。

圖9 加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器S21仿真曲線圖Fig.9 Simulation curve of S21 of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

2.2 DGS 設計與分析

由仿真結果可以看出，上述所設計的超寬帶濾波器在部分阻帶的抑制效果不太理想。為了改善濾波器的性能，并保證小型化，使用了DGS 結構。該結構是通過在金屬接地上刻蝕影響電流路徑的缺陷結構來實現(xiàn)的。本文設計了一種新型的DGS 結構，該結構能夠在8 GHz 處和帶外抑制處產(chǎn)生額外的傳輸零點，如圖10 所示為DGS 的結構圖。

圖10 DGS 結構圖Fig.10 DGS structure diagram

L13對缺陷頻率的影響如圖11 所示。當改變該結構右下角的槽線長度L13時，可以改變陷波頻率的個數(shù)。當槽線長度L13超過0.8 mm 時，產(chǎn)生了三個傳輸零點。

圖11 L13對缺陷頻率的影響Fig.11 The effect of L13 on the notch frequency

W12對缺陷頻率的影響如圖12 所示。當W12長度為0.5 mm 時，陷波頻率為8，12.7 和14.7 GHz，在改善濾波器的帶外抑制性能的同時加深了8 GHz 處的陷波深度，當W12逐漸增大時，所有陷波頻率會向高頻發(fā)生偏移。

3 實物測試

通過仿真優(yōu)化，確定了超寬帶濾波器的總體設計參數(shù)，優(yōu)化后的UWB 濾波器最終尺寸如表1 所示。

超寬帶濾波器采用介質基板Rogers RT/duroid 6010/6010 LM，基板厚度為1.27 mm，相對介電常數(shù)為10.2，微帶線厚度為0.035 mm，雙陷波超寬帶濾波器S參數(shù)仿真結果如圖13 所示。該超寬帶濾波器的通頻帶為2.8～11.4 GHz，通帶內波紋較小，相對比較平坦，中心頻率為7.1 GHz，相對帶寬為121%，通帶插入損耗小于2 dB，回波損耗大于10 dB。在5.3 GHz處有18 dB 的衰減，在8 GHz 處有57 dB 的衰減。兩側的帶外抑制為26 dB 和57 dB，尺寸也達到了16.8mm×5 mm。

圖13 雙陷波超寬帶濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.13 Simulation curves of S parameter of dual notch ultra-wideband filter

圖14 是根據(jù)設計所制作的濾波器實物圖，使用矢量網(wǎng)絡分析儀Agilent N5247A 對其進行測試，濾波器實測與仿真結果對比如圖15 所示。從圖15 能夠看出，實際測試結果與仿真曲線基本吻合，但仍有一些誤差。導致這種誤差的原因有以下幾點:首先在實物制作過程中精度可能沒有達到仿真標準;其次，焊接過程也會影響濾波器性能;在使用儀器進行測試時的環(huán)境也會改變最后的結果，因此要盡力減少人為誤差。

圖14 超寬帶濾波器實物圖Fig.14 Physical map of the ultra-wideband filter

圖15 濾波器實測與仿真結果對比Fig.15 Comparison of measured and simulated results of filters

表2 是本文設計的濾波器與其他已報道濾波器參數(shù)的對比。與近幾年其他的超寬帶濾波器相比，本文設計的濾波器擁有更深的陷波和較小的尺寸。同時，設計過程采用微帶線結構，更易于電路系統(tǒng)的集成。目前，陷波性能和帶外抑制性能良好的微帶超寬帶濾波器更適應于濾波器的發(fā)展。

表2 與已報道的寬帶帶通濾波器的比較Tab.2 Comparison with roported wideband bandpass filter

4 結論

本文設計、仿真并制作了一個緊湊型超寬帶濾波器，通過在階躍阻抗諧振器上加載內嵌枝節(jié)、折疊枝節(jié)和倒T 型枝節(jié)的方式來實現(xiàn)帶陷波的超寬帶濾波器，并設計新型DGS 來提高陷波帶深度以改善帶外抑制特性。經(jīng)測試，該雙陷波超寬帶濾波器能夠在5.3 GHz 和8 GHz 兩處實現(xiàn)較深的陷波，抑制無線局域網(wǎng)頻段和X 衛(wèi)星頻段的信號。該濾波器尺寸較小且仿真曲線與實測較為吻合，證實了設計的可靠性。