一種鏡像抑制雙輸出的微波光子信道化接收機(jī)

陳 博 樊養(yǎng)余 王武營 高永勝*

①(咸陽師范學(xué)院物理與電子工程學(xué)院 咸陽 712000)

②(西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院 西安 710048)

1 引言

隨著寬帶通信、雷達(dá)以及電子戰(zhàn)等領(lǐng)域的快速發(fā)展，對可接收射頻(Radio Frequency, RF)信號的帶寬需求不斷提高，同時(shí)也在朝多通道多功能以及分布式協(xié)同等方向發(fā)展[1–3]，例如美國國防高級研究計(jì)劃局(Defense Advanced Research Projects Agency, DARPA)對軍用接收機(jī)提出了工作帶寬大于50 GHz，瞬時(shí)帶寬大于5 GHz，動(dòng)態(tài)范圍大于60 dB的技術(shù)指標(biāo)要求[4]。傳統(tǒng)的微波接收機(jī)受固有的電子瓶頸限制，難以克服諸如帶寬受限、傳輸損耗大、體積重量大、抗電磁干擾能力弱等缺點(diǎn)[5,6]。微波光子信道化接收機(jī)將接收到的寬帶RF信號調(diào)制到光域進(jìn)行傳輸和處理，有效解決了上述電域中面臨的難題，同時(shí)利用光譜范圍廣的優(yōu)勢將調(diào)制后得到的光信號進(jìn)行頻譜分割，劃分為多個(gè)子信道同時(shí)接收，可滿足超寬帶、多通道、多功能等接收需求[7]，是目前研究的熱點(diǎn)之一。但由于微波光子技術(shù)將電信號轉(zhuǎn)化為光信號進(jìn)行傳輸和處理，轉(zhuǎn)換損耗大的同時(shí)也引入了有源噪聲，導(dǎo)致系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍通常較小[7,8]，且用于多通道接收的子信道數(shù)量往往受光頻梳梳齒數(shù)量限制，而梳齒數(shù)量多、高平坦度和高外帶抑制比的理想光頻梳生成較難。

2014年東南大學(xué)提出了利用光頻梳配合法布里-珀羅(Fabry-Perot)光濾波器的信道化方案[9]，該方案的每一個(gè)子信道均需要用到一個(gè)FP腔光濾波器，且對FP腔光濾波器的Q因子和穩(wěn)定度要求較高，因此導(dǎo)致系統(tǒng)體積較大且可調(diào)諧性差。2017年北京郵電大學(xué)提出了基于啁啾脈沖的信道化方案，該方案利用光延時(shí)模塊實(shí)現(xiàn)了5個(gè)子信道的同時(shí)接收[10]，但未進(jìn)行完整的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。2019年南京航空航天大學(xué)提出了基于雙光梳的鏡像抑制下變頻的信道化方案[11]，該方案有效抑制了鏡像頻率干擾，但受光頻梳梳齒數(shù)限制，子信道數(shù)目較少。2018年澳大利亞斯威本科技大學(xué)提出了利用雙微環(huán)諧振器(Optical Micro-ring Resonators, MRR)的信道化方案[12]，其中一個(gè)MRR用于調(diào)制光頻梳，另一個(gè)MRR用于光濾波，但該方案沒有抑制2階交調(diào)失真(the second order InterModulation Distortion,IMD2)和鏡像頻率干擾。此外還有部分關(guān)于鏡像抑制[13–15]，I/Q下變頻方案的報(bào)道[16,17]。

本文提出了一種基于聲光移頻器(Acousto-Optic Frequency Shifter, AOFS)對光本振移頻的鏡像抑制雙輸出的信道化方案，方案中利用光耦合器(Optical Coupler, OC)將上路的信號路和下路的本振路各分3路，不需要使用任何光頻梳，利用兩個(gè)AOFS分別左右移頻后配合3個(gè)鏡像抑制混頻器就能實(shí)現(xiàn)6個(gè)子信道的同時(shí)接收，不僅混頻器的數(shù)量減少1/2，還能有效抑制鏡像干擾和2階交調(diào)失真的影響，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍可達(dá)到106.7 dB·Hz2/3。

2 信道化接收原理

微波光子信道化接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，激光器(Laser Diode, LD)發(fā)出的連續(xù)光波被光耦合器按等功率分為上下兩路，光載波可表示為Ein(t)=E0exp(j2πfct), E0表示光信號電場強(qiáng)度，fc表示光載波的頻率，上路的光載波進(jìn)入一個(gè)馬增調(diào)制器(MZM)并對一個(gè)寬帶RF信號實(shí)現(xiàn)載波抑制雙邊帶調(diào)制(Carrier Suppressed Double Side Band, CS-DSB)，RF信號可表示為VRF(t)=VRFexp(2πfRFt)，其中VRF表示RF信號的電場強(qiáng)度，fRF表示其頻率。由于采用的小信號調(diào)制，MZM的輸出可近似表示為

圖1 鏡像抑制雙輸出信道化接收系統(tǒng)

濾出的正1階光邊帶經(jīng)摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber application Amplifier, EDFA)放大后再次利用光耦合器等功分為3路分別送入3個(gè)鏡像抑制混頻器。

下路的光載波進(jìn)入一個(gè)平行雙馬增調(diào)制器(Dual-Parallel Mach - Zehnder Modulator, DPMZM)并對一個(gè)本振(Local Oscillator, LO)信號實(shí)現(xiàn)載波抑制單邊帶調(diào)制(Carrier Suppressed Double Single B a n d, C S-S S B)，L O 信號可表示為VLO(t) =VLOexp(2πfLOt)，其中VLO和fLO分別表示LO信號的電場強(qiáng)度和頻率。經(jīng)過載波抑制單邊帶調(diào)制后DPMZM的輸出可表示為

本方案與當(dāng)前大部分信道化方案不同之處在于不需要利用任何光頻梳。通常情況下若要實(shí)現(xiàn)6個(gè)子信道的同時(shí)接收則需要用到6線光頻梳作為本振光梳，首先，本振光頻梳需要利用強(qiáng)度調(diào)制器(Intensity Modulator, IM)配合OBPF將調(diào)制生成的正1階光邊帶濾出從而實(shí)現(xiàn)進(jìn)行移頻。其次，雖然目前光頻梳的生成方法較多，但適用于信道化的光頻梳生成方法主要包括基于微環(huán)諧振器和應(yīng)用最為廣泛的基于外電光調(diào)制法，目前所看到的基于外電光調(diào)制法的光頻梳生成方案也可生成十幾線光梳，但通常是采用電光調(diào)制器級聯(lián)的方式實(shí)現(xiàn)，結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜且受調(diào)制器所加的直流偏壓影響導(dǎo)致工作穩(wěn)定性較差，基于單電光調(diào)制器生成的光頻梳通常梳齒較少，雖然也能實(shí)現(xiàn)5線、7線甚至9線光梳生成但電光調(diào)制器的工作點(diǎn)通常是非特殊工作點(diǎn)，而目前商用的非特殊工作點(diǎn)的偏壓控制器極少，且隨著梳齒數(shù)量的增加對調(diào)制系數(shù)和射頻功率都要求較高，不易于實(shí)現(xiàn)。電光調(diào)制器的過多使用還會(huì)導(dǎo)致信道化系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍嚴(yán)重受限。本方案僅需要對功分后3個(gè)本振路其中的兩路利用聲光移頻器(AOFS)進(jìn)行相應(yīng)的移頻就可同時(shí)實(shí)現(xiàn)6個(gè)信道的鏡像抑制下變頻。與當(dāng)前具有代表性的方案相比[12,14]，混頻器的使用數(shù)量減少1/2，大大簡化系統(tǒng)的復(fù)雜程度和體積質(zhì)量。另外，由于無須使用光濾波器選擇梳齒，因此系統(tǒng)的可重構(gòu)性能得到了提升。

下面3個(gè)LO信號的中心頻率可分別表示為f1=fc+fLO-Δf1,f2=fc+fLO,f3=fc+fLO+Δf2，其中中心頻率為f2的未進(jìn)行移頻，中心頻率為f1的是利用AOFS1向左移頻Δf1，中心頻率為f3的是利用A O F S 2 向右移頻Δf2，其中Δf1= Δf2= Δf，移頻的值即子信道的帶寬。下面3路LO信號分別與上面3路RF信號一一對應(yīng)后進(jìn)入相應(yīng)的鏡像抑制混頻器拍頻。

鏡像抑制混頻器由光正交混合器(OHC)、平衡探測器(BPD)、電正交混合器(EHC)、電濾波器(EBPF)組成，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 鏡像抑制混頻器結(jié)構(gòu)

鏡像抑制的數(shù)學(xué)推導(dǎo)過程如下：

假設(shè)a點(diǎn)輸入的是調(diào)制到光域后的寬帶RF信號，可表示為ERF(t) =Ein(t)exp(jωRFt)，其中Ein(t)=E0exp(j2πfct)表示光載波，ωRF分別為RF信號角頻率，b點(diǎn)輸入的同樣是調(diào)制到光域的LO信號可表示為：ELO(t) =Ein(t)exp(jωLOt),ωLO分別為LO信號的角頻率，則光正交耦合器輸出的4路光信號可分別表示為

其中，A, B分別代表RF信號和LO信號電光調(diào)制時(shí)的第1類1階貝塞爾函數(shù)，此時(shí)的I路和Q路信號仍存在有用信號和鏡像信號的頻譜混疊，這兩個(gè)信號幅度相等頻率是關(guān)于LO對稱的，假設(shè)寬帶RF信號中的有用信號表示為：Ein(t)exp(jωut)，其中ωu為有用信號的角頻率，與其對稱的即為鏡像信號表示為Ein(t)exp(jωimt)，ωim為鏡像信號的角頻率，因此有ωu-ωLO=-(ωim-ωLO)=ωIF，有用信號和鏡像信號進(jìn)入電正交耦合器后輸出可分別表示為

其中，R表示光電探測器的響應(yīng)度，由式(9)可看出經(jīng)BPD后I/Q兩路信號的光電流強(qiáng)度增大1倍。

下變頻過程中的頻譜示意圖如圖3所示，其中的(a)-(h)對應(yīng)圖2中的工作點(diǎn)，(a)表示調(diào)制到光域后功分3路的寬帶RF信號，可劃分為編號1-6的6個(gè)頻譜分量；(b)表示3個(gè)LO信號，其中兩個(gè)LO信號通過兩個(gè)AOFS分別進(jìn)行了左右移頻，其中心頻率所對準(zhǔn)的RF信號的頻譜分量也不同；(c/d)表示下變頻后的IF信號，由于3個(gè)LO信號中心頻率對準(zhǔn)的RF信號的頻譜分量不同，下變頻后部分中頻范圍內(nèi)發(fā)生了頻譜混疊，且不同的鏡像抑制混頻器下變頻到同一中頻范圍時(shí)，混疊的頻譜分量也不同；(e)-(h)表示的都是LO1所在的混頻器鏡像抑制后的頻譜，(e)和(f)表示EHC兩個(gè)端口輸出的頻譜，這兩個(gè)輸出口將對應(yīng)信號的鏡像抑制后輸出；(g)和(h)為經(jīng)過電濾波器后將中頻范圍為1～2 GHz的頻譜分量濾出后的頻譜圖，對1信道而言頻譜分量1是有用信號，頻譜分量4是鏡像信號，因此抑制掉分量4后輸出頻譜分量1，對4信道而言頻譜分量4是有用信號，頻譜分量1是鏡像信號，因此抑制掉頻譜分量1后輸出頻譜分量4，從而既實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制又實(shí)現(xiàn)了一個(gè)混頻器的雙輸出。

圖3 下變頻過程中的頻譜示意圖

同理LO2所屬的鏡像抑制混頻器可輸出頻譜分量2和5，LO3所屬的鏡像抑制混頻器可輸出頻譜分量3和6。3個(gè)鏡像抑制混頻器最終可將一個(gè)帶寬為6GHz的寬帶RF信號通過6個(gè)帶寬為1 GHz的子信道利用頻譜分割的方法實(shí)現(xiàn)完整接收。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

激光器(RIO, 01075-0.2-004)產(chǎn)生的連續(xù)光波頻率為193.515 THz，平均功率為20 dBm，線寬為2 kHz，通過OC1功分兩路。上路的光載波進(jìn)入MZM(SUMITOMO, T. MXH1.5-40)并被矢量信號源(Agilent, E8267C)產(chǎn)生的寬帶RF信號調(diào)制，MZM工作在最小傳輸點(diǎn)(MITP)實(shí)現(xiàn)載波抑制雙邊帶調(diào)制，其半波電壓為3.5 V，插損為6 dB。由于實(shí)驗(yàn)條件限制，實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有的矢量信號源最大可生成40 MHz帶寬的寬帶矢量信號，無法直接生成一個(gè)20～26 GHz的寬帶RF信號，為了證明本方案的可行性，在實(shí)驗(yàn)中選取了處在20～26 GHz范圍內(nèi)，中心頻率不同，帶寬分別為30 MHz和10 MHz的RF信號來驗(yàn)證處于該頻譜范圍內(nèi)不同頻率點(diǎn)寬帶RF信號的同時(shí)接收能力，若該范圍內(nèi)的所有頻率不同的RF信號均能被接收則證明該帶寬為6 GHz的RF信號能夠被完整接收和處理。調(diào)制后的光信號利用OBPF(Finisar 16000S)將帶寬為30 MHz的正1階光邊帶濾出，經(jīng)EDFA(Keopsys，KPS-STDBT-C-19-HG)放大后利用OC2功分3路送入OHC(Kylia COH24)。下路的光載波在DPMZM(FUJISTU FTM7962EP)中被LO信號調(diào)制，DPMZM的半波電壓為3.5 V，插損為6 dB，LO信號由微波信號源(Agilent E8257D)生成。生成的正1階光本振同樣由EDFA放大后利用OC3功分3路，其中的兩路分別用AOFS(IPF-1000-3FP)實(shí)現(xiàn)右移頻1 GHz和左移頻1 GHz。未移頻的和左右分別移頻1 GHz的3個(gè)光本振與功分后的3個(gè)信號路一一對應(yīng)后分別進(jìn)入相應(yīng)的OHC進(jìn)行混頻。

為了抑制2階交調(diào)失真(IMD2)，提高系統(tǒng)的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)，本方案采用了平衡探測技術(shù)。將一對中心頻率為24.5 GHz和24.51 GHz且功率為0 dBm的雙音信號與中心頻率為23 GHz且功率為10 dBm的LO信號進(jìn)行下變頻，圖4為有無平衡探測時(shí)的下變頻頻譜圖，其中兩個(gè)基波(Fundamental)的頻率分別為1.5 GHz和1.51 GHz，3階交調(diào)失真(IMD3)頻率分別為1.49 GHz和1.52 GHz，2階交調(diào)失真(IMD2)頻率為10 MHz。由圖4(a)可知未加平衡探測時(shí)，IMD2的功率為–29.1 dBm為主要失真，IMD3的頻率雖然更靠近基波，但其功率相對較小，造成失真的影響有限。圖4(b)為加了平衡探測以后的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，此時(shí)IMD2的功率由之前–29.1 dBm降低至–78.3 dBm，被抑制了49.2 dBm，同時(shí)基波獲得了4.4 dB的增益，由此可見平衡探測對本信道化接收系統(tǒng)性能的提升效果顯著。

圖4 下變頻IF頻譜

繼續(xù)使用上述雙音信號和LO信號測試系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，射頻輸入功率的范圍為–15～30 dBm，分別測量基波項(xiàng)，IMD2，IMD3和噪底的功率，結(jié)果如圖5所示，圖5(a)是未加平衡探測時(shí)的測量結(jié)果，此時(shí)的SFDR3雖然可達(dá)到101.8 dB·Hz2/3，但由于IMD2為主要失真，SFDR2只有72.3 dB·Hz1/2，拉低了系統(tǒng)整體的SFDR。加了平衡探測以后SFDR3提高到103.2 dB·Hz2/3，但最重要的是SFDR2達(dá)到96.1 dB·Hz1/2，提高了23.8 dB。

圖5 系統(tǒng)的SFDR

為了測試系統(tǒng)的鏡像抑制效果，實(shí)驗(yàn)中將一個(gè)處在第1信道范圍(20～21 GHz)，中心頻率為20.5 GHz，帶寬為30 MHz的寬帶RF信號作為待接收的信號，另一個(gè)處在第4信道范圍(23～24 GHz)，中心頻率為23.5 GHz，帶寬為10 MHz的寬帶RF信號作為鏡像信號，與經(jīng)AOFS左移頻1 GHz后中心頻率為22 GHz的LO信號拍頻后的結(jié)果如圖6所示。

由圖6(a)可知兩個(gè)中心頻率和帶寬均不相同的寬帶RF信號下變頻到同一中頻范圍后會(huì)混疊在一起，嚴(yán)重影響下一步的信號解調(diào)，圖6(b)可以看出采用鏡像抑制混頻后處在第4信道的鏡像信號被明顯抑制。經(jīng)實(shí)驗(yàn)測試鏡像抑制效果受EHC的幅度和相位變化影響較大，因此需要盡可能地保證EHC幅相平衡。

圖6 鏡像抑制混頻測試

實(shí)驗(yàn)還對鏡像抑制雙輸出特性進(jìn)行了驗(yàn)證，當(dāng)本振為22 GHz時(shí)，RF信號在20～21 GHz范圍內(nèi)為1信道，23～24 GHz范圍內(nèi)為4信道，1信道和4信道中的信號互為鏡像。因此實(shí)驗(yàn)在進(jìn)行1, 4信道鏡像抑制測試時(shí)，采用雙音信號作為RF信號，LO信號的頻率為22 GHz功率為17 dBm。從1信道取5對中心頻率分別為20 GHz, 20.2 GHz, 20.4 GHz,20.6 GHz以及20.8 GHz頻率差為10 MHz的雙音信號作為1信號待接收的RF信號，從5信道取5對中心頻率分別為23.2 GHz, 23.4 GHz, 23.6 GHz,23.8 GHz以及24 GHz頻率差為10 MHz的雙音信號作為5信號待接收的RF信號，測試在同一個(gè)鏡像抑制混頻器中，1, 4互為鏡像時(shí)兩個(gè)輸出口的電譜圖，測得結(jié)果如圖7所示，每個(gè)鏡像抑制混頻器有兩個(gè)輸出端口，圖7(a)表示其中一個(gè)輸出端口即1信道輸出的頻譜，此時(shí)有用信號是處于第1信道范圍的RF信號，而處于第4信道范圍的RF信號作為鏡像信號被顯著抑制。圖7(b)表示另一個(gè)輸出端口即4信道輸出的頻譜，此時(shí)有用信號是處于第4信道范圍的RF信號，而處于第1信道范圍的RF信號作為鏡像信號被顯著抑制?？梢钥闯鲧R像抑制比大約在24 dB左右。

圖7 鏡像抑制雙輸出測量結(jié)果

目前研究較多的基于雙光梳的信道化接收機(jī)除了鏡像干擾外，子信道之間還受信道串?dāng)_的影響，且以相鄰信道的串?dāng)_最為嚴(yán)重。信道串?dāng)_主要是由濾波器未完全濾掉的殘存光載波和光邊帶導(dǎo)致的。本方案采用的AOFS基于多普勒移頻原理因此不會(huì)產(chǎn)生多余光邊帶，并且由于沒有使用光頻梳也無須通過WDM將相應(yīng)的一對對梳齒濾出，因此在子信道的接收范圍內(nèi)不會(huì)產(chǎn)生串?dāng)_信號。

矢量信號源生成的矢量信號直接接矢量信號分析儀解調(diào)得到的星座圖如圖8(a)所示，EVM為2.4%，此時(shí)的星座圖非常理想。經(jīng)微波光子鏈路解調(diào)后的星座圖和EVM如圖8(b)所示，當(dāng)RF的入射功率從–25 dBm增大到15 dBm時(shí)，EVM先是逐漸減小，特別是RF功率范圍從–10～13 dBm時(shí)EVM的值均小于10%，最小值為4.7%，表明系統(tǒng)有較大的動(dòng)態(tài)范圍，隨著RF功率的進(jìn)一步增大，EVM也會(huì)相應(yīng)增大，星座圖也變差。

圖8 EVM和星座圖

4 結(jié)束語

本文研究了一種鏡像抑制雙輸出的微波光子信道化接收機(jī)，在系統(tǒng)的接收端就將寬帶RF信號調(diào)制到光域進(jìn)行傳輸和處理，利用6個(gè)帶寬為1 GHz的平行子信道可實(shí)現(xiàn)6 GHz帶寬的超寬帶RF信號或者多個(gè)不同頻點(diǎn)RF信號的實(shí)時(shí)接收。系統(tǒng)采用的鏡像抑制混頻器不僅可實(shí)現(xiàn)約24 dB的鏡像抑制，還可實(shí)現(xiàn)一個(gè)混頻器兩路不同子信道輸出的效果，有效簡化系統(tǒng)復(fù)雜程度的同時(shí)也減小了質(zhì)量和體積。采用的平衡探測方法不僅可以有效抑制IMD2，還能進(jìn)一步提升系統(tǒng)的SFDR。最終通過實(shí)驗(yàn)證明了可對一個(gè)20～26 GHz的寬帶RF信號的接收。