不平衡及非線性負(fù)載下的三相逆變器控制方法

夏 翔，吳彬鋒，朱利鋒，王駿永，劉子卓，章寒冰

（國網(wǎng)浙江省電力有限公司麗水供電公司，浙江 麗水 323000）

0 引言

隨著我國“雙碳”（碳達(dá)峰及碳中和）目標(biāo)和構(gòu)建以新能源為主體的新型電力系統(tǒng)目標(biāo)的提出，新能源在未來電力系統(tǒng)中扮演的角色將愈加重要。將本地分布式新能源與負(fù)荷等組織成微電網(wǎng)形式運(yùn)行，可有效提高新能源消納能力和利用效率，為重要負(fù)荷提供持續(xù)可靠供電，提高本地用戶電能質(zhì)量［1-6］。作為分布式電源與微電網(wǎng)接口的電力電子變流器及其控制成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)。在實際微電網(wǎng)系統(tǒng)中，大量的整流型非線性負(fù)載及不平衡負(fù)荷構(gòu)成混合型負(fù)載。這類混合負(fù)載對微電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行造成了諸多影響：非線性負(fù)載導(dǎo)致分布式電源輸出電壓波形畸變；不平衡負(fù)荷導(dǎo)致三相電壓不對稱度增加；半導(dǎo)體開關(guān)器件的熱耐受力較低，導(dǎo)致系統(tǒng)過載能力較低。因此，需要先進(jìn)的三相逆變器控制技術(shù)來保證在各種混合負(fù)載下，微電網(wǎng)內(nèi)逆變型分布式電源仍然能夠提供優(yōu)質(zhì)穩(wěn)定的電能，并實現(xiàn)不對稱過載故障下的故障穿越。

當(dāng)三相逆變器帶平衡和線性負(fù)載運(yùn)行時，通常在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下采用PI（比例積分）控制，即可很好地跟蹤電壓參考值［7］。

在不平衡和非線性負(fù)載接入的情況下，三相三線制逆變器系統(tǒng)中將出現(xiàn)負(fù)序和諧波電壓分量［8-12］，采用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中PI控制系統(tǒng)無法有效抑制負(fù)序和諧波電壓分量。文獻(xiàn)［13］在正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中采用PIR（比例積分諧振）控制對負(fù)序分量進(jìn)行抑制。文獻(xiàn)［14-15］在正序與負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系分別實現(xiàn)PI 控制。文獻(xiàn)［16-17］在正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中采用PIR 控制，在靜止坐標(biāo)系中對零序分量采用PR（比例諧振）控制。文獻(xiàn)［18］在正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中對正負(fù)序分量、在靜止坐標(biāo)系中對零序分量均采用PID（比例積分微分）控制。上述方法需要進(jìn)行坐標(biāo)變換，采用電壓-電流雙環(huán)結(jié)構(gòu)時控制器數(shù)量多，參數(shù)整定復(fù)雜。文獻(xiàn)［19］提出了αβ坐標(biāo)系下復(fù)變量諧振控制器，并通過線性二次型最優(yōu)狀態(tài)反饋優(yōu)化控制參數(shù)。文獻(xiàn)［20］提出一種αβ0 坐標(biāo)系下的四橋臂逆變器控制策略，采用Quasi-PR（準(zhǔn)比例諧振）控制輸出電壓，并加入?yún)⒖茧妷呵梆?，改善系統(tǒng)控制精度與動態(tài)性能；該方法盡管簡化了控制系統(tǒng)設(shè)計，但是仍然不能消除非線性負(fù)載所帶來的諧波電壓分量。為了降低非線性負(fù)載給逆變器輸出電壓帶來的諧波含量，文獻(xiàn)［21-23］在電壓控制中增加3、5、7 次等諧波補(bǔ)償控制環(huán)，該方法僅能消除特定頻率的電壓諧波分量，多諧振環(huán)節(jié)的設(shè)計導(dǎo)致計算運(yùn)算資源占用較高。

圍繞不平衡過載條件下逆變器的限流控制，文獻(xiàn)［24］對比了不同限流方法防止限流鎖定和積分飽和的相對能力。文獻(xiàn)［25］闡述了不同限流方法在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系、αβ0坐標(biāo)系和自然坐標(biāo)系中的適用性，提出了一種基于電流參考比例縮放的限流方法，但輸出電流有效值的頻繁計算需要存儲大量采樣數(shù)據(jù)，導(dǎo)致存儲資源占用較高。

針對現(xiàn)有研究存在的問題，本文的主要工作可概括為：

1）提出一種適用于三相三線制逆變器的電壓控制方法。該方法能夠保證不平衡及非線性負(fù)載下的電壓質(zhì)量，運(yùn)算及存儲資源占用較??；實現(xiàn)過載故障的快速限流與故障切除后的快速恢復(fù)，且不影響正常相電壓；電壓控制采用單環(huán)結(jié)構(gòu)，控制參數(shù)整定較為簡單。

2）建立等效三相逆變器的傳遞函數(shù)模型，分析主要控制及硬件參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，為參數(shù)整定提供依據(jù)。

3）在PSCAD中搭建三相三線制逆變器仿真模型，并搭建5 kW三相三線制逆變器樣機(jī)。通過仿真和實驗，驗證系統(tǒng)傳遞函數(shù)模型的準(zhǔn)確性和所提控制方法的有效性。

1 三相逆變器結(jié)構(gòu)

本文所研究的三相逆變器采用三相三線制結(jié)構(gòu)，如圖1所示，其中Lf和Cf分別為LC濾波器的濾波電感和濾波電容。三相三線制結(jié)構(gòu)無法直接為單相負(fù)荷供電，可采用附加△/Y變壓器等方法引出中線。當(dāng)負(fù)荷為不平衡或非線性負(fù)荷時，對圖1所示結(jié)構(gòu)來說，電壓控制目標(biāo)是保證三相輸出線電壓對稱。

圖1 三相逆變器結(jié)構(gòu)

2 三相逆變器控制策略

2.1 數(shù)學(xué)模型

圖1 所示三相逆變器可以簡化為圖2 所示結(jié)構(gòu)，其中uinv_abc為逆變器輸出電壓，n 為假想零電位點(diǎn)，n′為濾波電容中點(diǎn)。當(dāng)逆變器采用SPWM（正弦脈寬調(diào)制）時，uinv_abc在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值與調(diào)制參考電壓eabc一致，即：

圖2 三相逆變器等效電路

根據(jù)伏秒平衡原理，當(dāng)一個開關(guān)周期前后電感電流的變化量可以忽略時，電感上的平均壓降為0，可表示為：

因此，認(rèn)為uan=ea，ubn=ea，ucn=ec。由于調(diào)制參考電壓三相對稱，可以得到：

考慮到電容電壓三相對稱，有：

式（2）—（4）中：tk和tk+1分別為第k和第k+1 個開關(guān)周期的起始時刻；uLf_ave為一個開關(guān)周期內(nèi)電感上的平均壓降；ΔiLf為交流側(cè)濾波電感電流平均值；iLf（tk）為第k個開關(guān)周期的起始時刻交流側(cè)濾波電感電流瞬時值；uLf為交流側(cè)濾波電感電壓；Ts為一個開關(guān)周期的時間常數(shù)；uan、ubn、ucn為假想零電位點(diǎn)n的三相電壓；ea、eb、ec為三相調(diào)制參考電壓；uan′、ubn′、ucn′為濾波電容中點(diǎn)n′的三相電壓；t為時間。

根據(jù)式（3）和式（4），可得點(diǎn)n 和n′間電壓unn′=0。因此，將圖1 中所示三相逆變器等效為3個單相電路進(jìn)行分析，圖3 為等效單相逆變器結(jié)構(gòu)。圖3中：uinv為等效單相逆變器輸出電壓；Zload為負(fù)載等效阻抗；iinv為濾波電感電流；io為負(fù)荷電流；iC為濾波電容電流；uo為等效負(fù)荷側(cè)相電壓。

圖3 等效單相逆變器結(jié)構(gòu)

由圖3可得等效單相逆變器的數(shù)學(xué)模型為：

2.2 控制策略

本文所提出的電壓控制策略在αβ坐標(biāo)系下實現(xiàn)，電壓控制框圖如圖4所示，其中：uref_αβ和uo_αβ分別為基波電壓參考值和實際值；kp、kr、ωc、ω0分別為基波電壓跟蹤環(huán)節(jié)比例系數(shù)、積分系數(shù)、截止頻率、諧振頻率；krh和Th分別為諧波電壓抑制環(huán)節(jié)的積分系數(shù)、濾波時間常數(shù)；Rv為限流環(huán)節(jié)虛擬電阻；Rd為有源阻尼環(huán)節(jié)虛擬電阻；upwm_αβ為輸出的控制電壓信號；s為拉普拉斯算子。

圖4共包含4個部分：

圖4 電壓控制框圖

1）基波電壓跟蹤。通常采用Quasi-PR 控制器，實現(xiàn)基波電壓無靜差跟蹤。

2）諧波電壓抑制。首先通過二階廣義積分器提取電容電壓中的基頻分量，然后進(jìn)一步獲取除基頻分量外的其他分量，進(jìn)行一階濾波后反饋至調(diào)制電壓。諧波電壓抑制能夠降低逆變器中頻段的輸出阻抗，對因非線性負(fù)荷引起的諧波電壓進(jìn)行負(fù)反饋控制。

3）輸出限流。當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生短路故障或過載時對輸出電流進(jìn)行限制。

4）基于電容電流反饋的有源阻尼。通過模擬濾波電容串聯(lián)電阻抑制LC 諧振，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性［26-30］。

與傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制相比，本文所提方法僅需電壓環(huán)，簡化了參數(shù)設(shè)計。在不平衡電壓控制方面，由于控制在αβ坐標(biāo)系下實現(xiàn)，無需進(jìn)行正負(fù)序坐標(biāo)轉(zhuǎn)化；在諧波電壓抑制方面，本文所提方法總體降低了變流器中頻段輸出阻抗，避免了傳統(tǒng)方法中多諧振環(huán)節(jié)引起的運(yùn)算資源消耗；傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)通過對電流環(huán)參考值進(jìn)行限幅實現(xiàn)限流控制，當(dāng)出現(xiàn)不平衡過載時將影響正常相電壓，而本文所提控制策略能夠確保限流過程中正常相電壓不受影響。

為了實現(xiàn)限流功能，本文采用動態(tài)虛擬阻抗控制，其中動態(tài)虛擬阻抗的實現(xiàn)方法如圖5 所示。圖5中，采用SOGI（二階廣義積分環(huán)節(jié)）提取電感電流iinv在αβ坐標(biāo)系的基頻分量if及其正交分量ifq，計算相電流幅值Imag，避免通過計算有效值獲取電流幅值需存儲的大量采樣數(shù)據(jù)。當(dāng)檢測到某一特定相電流幅值超過設(shè)定值Io時，通過PI 控制實現(xiàn)虛擬阻抗Rv的自適應(yīng)，快速將該相電流幅值限制于Io。動態(tài)虛擬阻抗相當(dāng)于在變流器與負(fù)載間接入了阻值為Rv的電阻，從而抑制了電流。過載故障清除后，該相電流幅值將低于Io，在原有Rv的作用下導(dǎo)致輸出相電壓幅值Uo升高，當(dāng)檢測到Uo超過U-IoRv時（U為額定電壓幅值），將虛擬阻抗PI控制中的積分器復(fù)位，系統(tǒng)恢復(fù)至正常運(yùn)行狀態(tài)。

圖5 動態(tài)虛擬電阻環(huán)節(jié)

由圖4及LC 濾波器模型可得系統(tǒng)的傳遞函數(shù)模型為：

式中：H（s）為電壓控制閉環(huán)傳遞函數(shù)；Z（s）為三相逆變器在考慮圖4所示閉環(huán)電壓控制后的等效輸出阻抗。

2.3 穩(wěn)定性分析

考慮系統(tǒng)基本參數(shù)如下：

1）主回路參數(shù)，Lf=2 mH，Cf=30 μF。

2）開關(guān)周期，Ts=100 μs。

3）Quasi-PR 控制器參數(shù)，kp=0.15，kr=2.5，ω0=314 rad/s，ωc=18 rad/s。

諧波電壓控制參數(shù)kh大小不僅影響諧波電壓抑制性能，且對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響也較大，因此著重通過分析kh變化時的系統(tǒng)閉環(huán)極點(diǎn)變化情況來研究系統(tǒng)穩(wěn)定性。此外，還通過分析有源阻尼參數(shù)Rd、濾波時間常數(shù)Th以及LC 濾波參數(shù)在不同取值情況下對閉環(huán)極點(diǎn)的影響，來更加全面地分析影響系統(tǒng)穩(wěn)定性的因素。

2.3.1 諧波電壓控制參數(shù)kh和有源阻尼參數(shù)Rd對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

基于上述參數(shù)，kh以1 為步長從1 增大至10時，選擇不同Rd，電壓控制閉環(huán)傳遞函數(shù)H（s）的極點(diǎn)變化趨勢如圖6 所示?？梢钥闯?，隨著kh增大，有一對高頻共軛極點(diǎn)靠近虛軸移動，表明系統(tǒng)穩(wěn)定性變差，易出現(xiàn)高頻振蕩失穩(wěn)問題；隨著Rd的增大，共軛極點(diǎn)向遠(yuǎn)離虛軸方向移動，系統(tǒng)穩(wěn)定性增加。

圖6 不同Rd下的H（s）閉環(huán)極點(diǎn)

2.3.2 濾波時間常數(shù)Th對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

取Rd=10 Ω，在諧波電壓控制中，不同濾波時間常數(shù)Th下，當(dāng)kh以1為步長從1增大至10時，系統(tǒng)閉環(huán)極點(diǎn)變化趨勢如圖7所示?？梢钥闯?，增大Th可提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖7 不同Th下的H（s）閉環(huán)極點(diǎn)

不同Th下Z（s）的Bode 圖如圖8 所示，其中kh均取3?？梢钥闯?，中頻段（ω0—11ω0，為電壓諧波集中頻段）內(nèi)隨著Th增大，諧波輸出阻抗增大，即諧波電壓抑制效果逐漸減弱。

2.3.3 LC濾波參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

不同濾波電容參數(shù)Cf下，當(dāng)kh以1 為步長從1增大至10時，H（s）閉環(huán)極點(diǎn)變化趨勢如圖9所示?？梢钥闯?，為了保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，濾波電容量有最低要求。增大濾波電容量Cf，能夠有效改善系統(tǒng)穩(wěn)定性，但會導(dǎo)致成本和體積上升。

不同濾波電感參數(shù)Lf下，當(dāng)kh以1 為步長從1增大至10 時，系統(tǒng)閉環(huán)極點(diǎn)變化趨勢如圖10 所示?？梢钥闯?，濾波電感量增大，不利于系統(tǒng)穩(wěn)定性的改善。

圖10 不同Lf下的H（s）閉環(huán)極點(diǎn)

不同Lf下Z（s）的Bode圖如圖11中所示?？梢钥闯?，在中頻段內(nèi)，減小濾波電感量Lf，可以有效減小諧波輸出阻抗，有利于增強(qiáng)諧波電壓抑制效果。

圖11 不同Lf下Z（s）的Bode圖

3 仿真驗證

為了驗證本文傳遞函數(shù)模型的正確性和控制方法的有效性，在PSCAD 軟件中搭建如圖12 所示三橋臂逆變器仿真模型。其中非線性負(fù)荷為整流性負(fù)荷，直流側(cè)電阻為60 Ω，線性負(fù)荷為AC相間阻性負(fù)荷40 Ω，直流側(cè)電壓為300 V，交流電壓參考值uref幅值為100 V（即相電壓幅值100 V，線電壓幅值為173 V）。在仿真工況中，除額外聲明，逆變器硬件回路與控制環(huán)節(jié)參數(shù)與表1一致。

圖12 三相逆變器仿真模型

表1 仿真系統(tǒng)參數(shù)

3.1 穩(wěn)定性分析驗證

3.1.1 有源阻尼參數(shù)Rd對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

選擇kh=5，Rd=2 Ω，仿真結(jié)果如圖13 所示（在t=0.2 s投入閉環(huán)控制）?？梢钥闯?，系統(tǒng)出現(xiàn)了高頻諧振失穩(wěn)，與圖6理論分析相吻合，即在諧波電壓控制參數(shù)kh較大，且有源阻尼電阻較小時，容易出現(xiàn)高頻振蕩失穩(wěn)。

圖13 線電壓（kh=5，Rd=2 Ω）

將有源阻尼電阻Rd增大至10 Ω，仿真結(jié)果如圖14—16 所示?？梢钥闯?，增大有源阻尼電阻能有效提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。電壓三相不平衡度得到改善，THD（電壓總諧波失真）從10.5%降至3.5%左右，表明所提方法能有效解決不平衡及非線性負(fù)荷帶來的輸出電壓不平衡和諧波問題。根據(jù)圖16 中對線電壓進(jìn)行的FFT（快速傅里葉變換）分析，線電壓諧波主要集中在5、7、11、13、17、19倍基頻附近。

圖14 線電壓（kh=5，Rd=10 Ω）

3.1.2 濾波時間常數(shù)Th對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

當(dāng)Th=5 ms 時，仿真結(jié)果如圖17—18 所示。對比圖15和圖18，可以看出當(dāng)濾波時間常數(shù)Th增大后，電壓THD 從10.5%降至7.5%左右，而圖15中電壓THD則降至3%左右，這表明增大濾波時間常數(shù)會削弱諧波電壓抑制效果，與圖7理論分析相吻合。

圖15 線電壓THD（kh=5，Rd=10 Ω）

圖16 線電壓FFT分析

圖17 線電壓（Th=5 ms）

圖18 線電壓THD（Th=5 ms）

3.1.3 LC濾波參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

選擇Cf=10 μF，仿真結(jié)果如圖19所示（在t=0.2 s投入閉環(huán)控制）。可以看出系統(tǒng)出現(xiàn)了高頻諧振失穩(wěn)，這表明濾波電容減小，系統(tǒng)穩(wěn)定性變差，與圖9中理論分析相吻合。

圖19 線電壓（Cf=10 μF）

選擇Cf=30 μF，仿真結(jié)果如圖20所示（在t=0.2 s投入閉環(huán)控制）?？梢钥闯鱿到y(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，但輸出電壓仍存在高頻振蕩分量。

將濾波電感Lf減小至1 mH，仿真結(jié)果如圖21—22所示。對比圖20和圖21可知，減小濾波電感后，能有效提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。對比圖15和圖22可知，電壓THD 進(jìn)一步減小。上述仿真結(jié)果與圖9—10中理論分析相吻合。

圖20 線電壓（Cf=30 μF）

圖21 線電壓（Lf=1 mH）

圖22 線電壓THD（Lf=1 mH）

3.2 控制策略驗證

3.2.1 負(fù)荷突變工況

經(jīng)過上述理論分析，選擇諧波電壓控制器參數(shù)kh=3，Th=0.25 ms，有源阻尼電阻Rd=10 Ω。在t=0.25 s時，相間負(fù)荷電阻從40 Ω突變?yōu)?0 Ω；在t=0.3 s時，三相整流橋直流側(cè)電阻從60 Ω突變?yōu)?0 Ω，仿真結(jié)果如圖23—26所示。

圖23 負(fù)載電流

從仿真結(jié)果可以看到，在不平衡和非線性負(fù)荷突變情況下，本文所提控制方法均能有效保證三相電壓的電能質(zhì)量。采用VUF（電壓不平衡度評價指標(biāo)）如式（7）所示，在整個暫態(tài)過程中VUF小于0.4%。非線性負(fù)荷增大后，電壓THD 稍有提高，但仍控制在5%以內(nèi)。

圖24 線電壓

圖25 線電壓THD

圖26 線電壓VUF

式中：bVUF為VUF的值；|u+|為正序電壓幅值；|u-|為負(fù)序電壓幅值。

3.2.2 限流功能驗證

分別驗證不平衡負(fù)荷以及非線性負(fù)荷投入情況下，本文所提限流方法的有效性。

1）工況1：在t=0.25 s 時，相間負(fù)荷電阻從40 Ω 突變?yōu)? Ω；在t=0.3 s 時，投入輸出電流限流控制（限流值為30 A），仿真結(jié)果如圖27—29所示。

圖27 線電壓（工況1）

圖28 負(fù)載電流（工況1）

圖29 動態(tài)虛擬電阻（工況1）

2）工況2：在t=0.25 s時，三相整流橋直流側(cè)電阻從60 Ω突變?yōu)?5 Ω；在t=0.3 s時，投入輸出電流限流控制（限流值為30 A），仿真結(jié)果如圖30—32所示。

圖30 線電壓（工況2）

圖31 負(fù)載電流（工況2）

圖32 動態(tài)虛擬電阻（工況2）

從仿真結(jié)果可以看到：t=0.3 s 之前未啟動輸出電流限流控制時，由于負(fù)荷突然增大導(dǎo)致輸出電流幅值增大至50 A 左右；t=0.3 s 投入控制后，電流迅速降至30 A 左右。由于限流作用，輸出電壓不能再保證平衡。

4 實驗驗證

4.1 實驗系統(tǒng)

為了驗證本文所提三相逆變器控制方法的有效性，搭建如圖12 所示的5 kW 三相逆變器樣機(jī)。直流側(cè)電壓為300 V，交流側(cè)相電壓幅值參考值為100 V，輸出經(jīng)220 V/380 V 隔離變壓器連接不平衡和非線性負(fù)載，硬件回路和相關(guān)控制參數(shù)如表2所示。

表2 硬件回路及控制參數(shù)

4.2 工況實驗

4.2.1 不平衡負(fù)荷突變工況

負(fù)荷情況為：AB 相間電阻40 Ω，通過投切BC相間電阻60 Ω來模擬不平衡負(fù)荷突變工況。圖33—34為在開環(huán)控制（即未投入本文所提出的電壓控制方法）情況下的不平衡負(fù)荷投切實驗波形；圖35—36 為在投入本文所提出的電壓控制方法情況下的不平衡負(fù)荷投切實驗波形。

圖33 不平衡負(fù)荷投入實驗波形（開環(huán)控制）

對比上述實驗結(jié)果可知，本文所提控制方法能夠有效解決不平衡負(fù)荷所帶來的問題，在不平衡負(fù)荷突變情況下能夠保證三相電壓平衡。

圖34 不平衡負(fù)荷切除實驗波形（開環(huán)控制）

圖35 不平衡負(fù)荷投入實驗波形（本文方法控制）

圖36 不平衡負(fù)荷切除實驗波形（本文方法控制）

為了驗證限流效果，將相電流限流幅值設(shè)置為15 A，不平衡負(fù)荷投切實驗波形分別如圖37—38 所示。可以看到：不平衡負(fù)荷增加后，逆變器輸出限流，導(dǎo)致逆變器輸出三相電壓不平衡；負(fù)荷切除后，逆變器退出限流運(yùn)行狀態(tài)，電壓控制效果恢復(fù)，三相電壓輸出平衡。

圖37 不平衡負(fù)荷投入實驗波形（限流15 A）

圖38 不平衡負(fù)荷切除實驗波形（限流15 A）

4.2.2 不平衡和非線性負(fù)載工況

負(fù)荷情況為：AB 相間電阻20 Ω，BC 線間電阻60 Ω，非線性負(fù)荷采用三相整流橋，直流側(cè)電阻為120 Ω。圖39—40為在開環(huán)控制情況下的實驗波形；圖41—42 為在投入本文所提的電壓控制方法情況下的實驗波形。

圖40 不平衡和非線性負(fù)載實驗電流（開環(huán)控制）

圖41 不平衡和非線性負(fù)載實驗線電壓（本文方法控制）

圖42 不平衡和非線性負(fù)載實驗電流（本文方法控制）

對比上述實驗結(jié)果可知，本文控制方法能夠有效解決不平衡和非線性負(fù)載帶來的問題，提高復(fù)雜運(yùn)行工況下逆變器輸出電壓波形和電能質(zhì)量。

5 結(jié)語

圍繞混合負(fù)載下逆變器的運(yùn)行問題，本文提一種三相逆變器控制方法。該方法的優(yōu)勢在于：能夠在不平衡和非線性負(fù)載條件下保證逆變器端電壓質(zhì)量；實現(xiàn)不平衡過載故障的快速限流與故障切除后的快速恢復(fù)，且不對正常相電壓造成影響；電壓控制采用單環(huán)結(jié)構(gòu)，控制參數(shù)整定較為簡單；避免了多諧振補(bǔ)償環(huán)節(jié)及有效值計算造成的運(yùn)算和存儲資源增加，易于硬件實現(xiàn)。

本文建立了逆變器系統(tǒng)傳遞函數(shù)模型，對主要硬件回路及控制參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響進(jìn)行了討論，實際參數(shù)整定中應(yīng)綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性、諧波抑制能力與硬件成本和體積。當(dāng)微電網(wǎng)中多逆變器并聯(lián)運(yùn)行時，如何實現(xiàn)過載故障的協(xié)同限流是后續(xù)研究的重點(diǎn)。