一種具有解耦能力的反激式電流型逆變器

張麗娟，石軍亮，胡香玲，羅丹羽

（1.鄭州電力高等專科學(xué)校，河南 鄭州 450000；2.河南理工大學(xué)，河南 焦作 454003）

0 引言

太陽能、風(fēng)能、地?zé)崮艿瓤稍偕茉刺娲鷤鹘y(tǒng)化石能源有助于降低污染水平，加速實(shí)現(xiàn)碳達(dá)峰、碳中和。光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)能夠?qū)⑻栞椛渲苯愚D(zhuǎn)化為電能，成為可再生能源發(fā)電的一大選擇[1]，[2]。

逆變器在光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中起著至關(guān)重要的作用，它是將太陽能轉(zhuǎn)換成電能的關(guān)鍵接口設(shè)備。目前，市面上主流光伏并網(wǎng)逆變器主要有3類，分別為集中式、串式和微型逆變器。其中，微型逆變器以其最大限度地利用太陽能、高效率、模塊化等特點(diǎn)而備受關(guān)注[3]。

目前，功率解耦技術(shù)因僅需要小型無源元件（小型薄膜電容）處理脈動(dòng)功率，而無需電解電容或其他功率電路而受到了廣泛關(guān)注[4]。現(xiàn)有6種基本DC-DC變換器直接作為解耦單元使用[5]～[10]，均有很大的局限性。鑒于此，本文在反激式微型逆變器的基礎(chǔ)上，提出了一種新型串聯(lián)功率解耦的光伏逆變器。通過使用功率解耦端口處理脈動(dòng)功率，無需電解電容。所提拓?fù)渚哂薪Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、額外元件少、開關(guān)管電流應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)。本文詳細(xì)分析了其工作原理和各模態(tài)波形。最后，搭建了一個(gè)100 W樣機(jī)，對(duì)所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性和理論分析的準(zhǔn)確性進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 傳統(tǒng)反激式微型逆變器

圖1為傳統(tǒng)反激式逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。主電路包括原邊主開關(guān)管S1和儲(chǔ)能電容C1，副邊開關(guān)管S4，S5，二極管D4，D5以及變壓器。這種單級(jí)反激式結(jié)構(gòu)的逆變器通過兩個(gè)二次繞組將電能從光伏模塊傳輸至電網(wǎng)。由于微型逆變器中的低通濾波器（Lf，Cf）功率小，其壓降可以忽略不計(jì)，因此可將微型逆變器的開關(guān)動(dòng)作等效成一個(gè)DC-DC反激變換器，其輸出電壓可控[11]。

圖1 傳統(tǒng)反激式微型逆變器Fig.1 Traditional flyback micro inverter

反激式微型并網(wǎng)逆變器的工作原理是在每個(gè)開關(guān)周期的峰值電流跟隨正弦電網(wǎng)電壓。為實(shí)現(xiàn)該控制策略，S1必須使用正弦脈沖寬度調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）。

式中：dp為S1的占空比；ωg為電網(wǎng)電壓角頻率。

隨著dp的增加，從光伏模塊吸收的功率以及峰值電流增加。文獻(xiàn)[12]中具體討論了微型逆變器在DCM（斷續(xù)模式）、BCM（臨界導(dǎo)通模式）和CCM（連續(xù)模式）下的工作模態(tài)。該逆變器的缺點(diǎn)是開關(guān)電流應(yīng)力大導(dǎo)致傳輸效率降低，以及需要較大的C1來消除功率脈動(dòng)引起的輸入端電壓紋波。

2 所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電路結(jié)構(gòu)和工作模態(tài)

所提逆變器在傳統(tǒng)反激電路的基礎(chǔ)上整合了脈動(dòng)功率處理端口來實(shí)現(xiàn)功率解耦，如圖2所示。其主電路只有兩個(gè)電容，并聯(lián)在光伏模塊上的C1只需提供每個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的能量，其值由式（2）確定，但此時(shí)需將ωg替換為2π/Ts。由于采樣角頻率ωs遠(yuǎn)高于ωg，因此對(duì)電容值的依賴大大降低。另外，C2用于功率解耦，該電容上的電壓呈現(xiàn)出二倍工頻脈動(dòng)，根據(jù)式（2），C2兩端電壓可表現(xiàn)出較大紋波，以此減小電容值。

圖2 所提拓?fù)銯ig.2 Proposed topology

式中：Ppv為光伏功率；Vpv為光伏輸出電壓；δVpv為光伏模塊上允許的電壓紋波。

每個(gè)工頻半周內(nèi)，解耦電容中的能量流具有兩種狀態(tài)。在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)，逆變器輸出功率低于輸入功率，耦合電感只傳輸所需輸出功率，多余能量存儲(chǔ)在解耦電容中。在[π/4，3π/4]內(nèi)，逆變器輸出功率大于輸入功率，耦合電感將會(huì)傳輸全部輸入功率，并由解耦電容供給功率赤字。

在所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，逆變器在每個(gè)Ts內(nèi)從光伏模塊吸收的功率恒定，因此輸入電流始終保持恒定。每個(gè)Ts內(nèi)的輸出平均電流必須等于與電網(wǎng)同相的正弦電流。在[π/4，3π/4]內(nèi)，輸出電流包含兩部分，即光伏模塊的電流和解耦電容的電流，兩個(gè)電流的平均值必須等于正弦電流，因此這部分的電流包絡(luò)是恒定的，這一特征使得開關(guān)管的電流應(yīng)力降低。

所提逆變器工作在DCM，并在一個(gè)Ts下分為5種工作模態(tài)。當(dāng)輸入功率小于輸出功率時(shí)，僅存在模態(tài)1，2，3；當(dāng)輸入功率大于輸出功率時(shí)，僅存在模態(tài)1，3，4，5。圖3和圖4分別給出了正半周內(nèi)逆變器的5種工作模態(tài)和每個(gè)模態(tài)中的關(guān)鍵波形。負(fù)半周的工作模態(tài)和關(guān)鍵波形與正半周相似，僅在控制副邊開關(guān)管（S5和S4）時(shí)不同，在正半周期中控制S5，負(fù)半周期中控制S4，在模態(tài)分析中不再贅述。同時(shí)，本文在模態(tài)分析之前假設(shè)開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，因此在每一個(gè)Ts內(nèi)，輸出功率、輸出電壓和解耦電容兩端電壓恒定。

圖3 所提拓?fù)涔ぷ髂B(tài)Fig.3 Proposed topology operating states

圖4 關(guān)鍵波形Fig.4 Key waveforms

模態(tài)1：在每個(gè)Ts初始時(shí)刻，S1導(dǎo)通，持續(xù)時(shí)間dTs（d為模態(tài)1占空比），逆變器從光伏模塊吸收恒定功率，并將該能量存儲(chǔ)在電感Lm1中。此階段結(jié)束，可得輸入峰值電流iin-p。

將式（16）和式（17）代入式（18），可得d′c：

模態(tài)5：此模態(tài)下S2關(guān)斷，S4和D4導(dǎo)通，存儲(chǔ)在Lm2中的能量通過變壓器傳輸?shù)捷敵龆恕ｐ伻氲诫娋W(wǎng)的能量等于模態(tài)1吸收的光伏功率加上解耦電容提供的功率。由于這兩部分電流斷續(xù)導(dǎo)致電流峰值減小，開關(guān)管的電流應(yīng)力得以減小。

3 控制策略

圖5給出了所提微型逆變器的控制策略框圖。包括PV的Vpv，PV的iin，vc2和vg的采樣，以及鎖相環(huán)模塊、MPPT控制器、過零檢測(cè)和運(yùn)行狀態(tài)檢測(cè)。該控制策略的主要目標(biāo)是從光伏模塊提取最大功率，并以單位功率因數(shù)饋電至電網(wǎng)側(cè)。

圖5 所提拓?fù)淇刂瓶驁DFig.5 The proposed topology control block diagram

4 比較分析

本文與文獻(xiàn)進(jìn)行了比較分析，結(jié)果如表1所示。相較于文獻(xiàn)[10]，本文通過多單元整合的方式大大降低了器件冗余度，有效減少了開關(guān)管和二極管使用數(shù)量。因此，所提逆換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，額外器件少。相較于文獻(xiàn)[6]和[7]，本文無需處理母線電壓（緩沖電容兩端電壓），減少了傳感器數(shù)量以及邏輯門數(shù)量，降低控制復(fù)雜度，電路穩(wěn)定性高。

表1 比較分析Table 1 Comparative analysis

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于上述分析，本文搭建了一臺(tái)功率為100 W的單相光伏并網(wǎng)微型逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示。

表2 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)Table 2 Experimental circuit parameters

圖6給出了所提逆變器輸入電壓Vpv、電流iin的測(cè)試波形。由圖6可知，Vpv是一個(gè)恒定直流，幅值為30 V，最大峰值電流同樣為一個(gè)恒定值，幅值約為18 A。說明其輸出功率在穩(wěn)態(tài)時(shí)基本不變，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖6 逆變器輸入電壓電流波形Fig.6 Inverter input voltage and current waveform

圖7給出了電網(wǎng)電壓vg、并網(wǎng)電流ig和解耦電容電壓vc2的測(cè)試波形。由圖7可知，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同相，電壓有效值為220 V，電流有效值為0.45 A，電流總諧波失真（THD）小于5%，滿足并網(wǎng)要求。解耦電容上的電壓在130 V附近呈現(xiàn)兩倍工頻脈動(dòng)，脈動(dòng)峰峰值約為90 V，隨著解耦電容不斷地放電和充電，功率解耦得以實(shí)現(xiàn)，有利于提高M(jìn)PPT的追蹤性能。

圖7 電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流、解耦電容電壓波形Fig.7 Waveforms of grid voltage,grid current and decoupling capacitor voltage

圖8給出了注入LC濾波器的電流ifilter和解耦電容電流ic2的測(cè)試波形。注入LC濾波器的電流在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)為正弦包絡(luò)。[π/4，3π/4]內(nèi)注入濾波器的電流包含兩個(gè)電流部分，該階段電流包絡(luò)是平直的，但每個(gè)Ts的平均電流為正弦，這有利于降低開關(guān)管電流應(yīng)力。解耦電容在[0，π/4]和[3π/4，π]內(nèi)充電，ic2為正；[π/4，3π/4]內(nèi)放電，ic2為負(fù)。

圖8 LC濾波器電流和解耦電容電流波形Fig.8 Current waveforms of filter current and decoupling capacitor

6 結(jié)論

本文提出了一種具有功率解耦能力的電流型反激式光伏逆變系統(tǒng)。該結(jié)構(gòu)大大減小了解耦電容值，因此可以使用壽命長(zhǎng)、等效串聯(lián)電阻（ESR）低的薄膜電容代替電解電容。此外，由于該變換器電流的運(yùn)行特點(diǎn)，有效降低了變壓器二次側(cè)開關(guān)器件的電流應(yīng)力。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提逆變器在單位功率因數(shù)下運(yùn)行的有效性和正確性。