基于Fly-back變壓器模塊化均衡方法

劉征宇, 尤 勇, 朱誠誠, 姚利陽

(1.合肥工業(yè)大學(xué) 機械工程學(xué)院,安徽 合肥 230009; 2.工業(yè)安全與應(yīng)急技術(shù)安徽省重點實驗室,安徽 合肥 230009)

0 引 言

鋰離子電池因高能量密度、高電壓、循環(huán)壽命長、低放電率和無記憶效應(yīng)等優(yōu)越的性能在電動汽車領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1]。實際應(yīng)用中,需要很多鋰離子電池串并聯(lián)驅(qū)動電動汽車,而隨著電池包反復(fù)充放電次數(shù)增多,電池組的不一致性不斷擴大，導(dǎo)致各單體電池截止電壓差增大。當(dāng)電池組中任一單體電池電壓達到充放電截止電壓時就必須停止充放電,因此大部分單體電池能量均不能充分利用[2-3]。在安全的前提下,設(shè)計電池組均衡電路是提升電池組容量利用率的有效途徑。

過去的十幾年中,電池組均衡器已經(jīng)有了長足的發(fā)展,但仍有很多不足。例如:電阻分流器[4]結(jié)構(gòu)簡單,但是能量利用率非常低;開關(guān)電容器[5]均衡速度快,但是開關(guān)的電壓應(yīng)力大、易損壞;降壓升壓轉(zhuǎn)換器[6-7]均衡效率較高且易擴展,但控制難度高且均衡時間長;反激轉(zhuǎn)換器[8]能實現(xiàn)電氣隔離，均衡控制簡單,但是成本高;正激-反激轉(zhuǎn)換器[9-10]均衡效率高且變壓器磁化率低,但是均衡精度低。其中基于變壓器的均衡方案具有易于隔離、效率高、控制簡單等固有優(yōu)點。

利用多繞組變壓器作為均衡器的均衡方法,是將一組單體電池通過單個多繞組變壓器正向耦合,在此電池組中任意單體之間能夠交換能量,并且能量利用率高。文獻[11]提出了一種使用基于正向轉(zhuǎn)換的多繞組變壓器的均衡器,這種拓撲電路的最大優(yōu)點是通過脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)信號驅(qū)動金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET),可以將能量從任何較高電壓的電池直接傳輸?shù)捷^低電壓的電池;但當(dāng)電池組是由數(shù)百個單體電池串聯(lián)連接的長電池串時,變壓器會產(chǎn)生體積大、復(fù)雜性高以及難實現(xiàn)的問題。上述問題可以通過模塊化來解決。文獻[12-13]提出了一種將Fly-back變壓器進行模塊化的方法,實現(xiàn)模塊內(nèi)與模塊間同時進行均衡,能夠解決實際應(yīng)用問題。另外采用多繞組變壓器作為均衡器時,由于客觀原因,變壓器磁芯上各繞組有效匝數(shù)比不均勻的問題會影響最終均衡結(jié)果。為了解決此問題,文獻[14]提出增添通用濾波器進行調(diào)整,根據(jù)設(shè)置適當(dāng)?shù)臑V波器參數(shù)和開關(guān)頻率,減小繞組匝數(shù)不同帶來的影響。但是文獻[12-13]的方法在均衡后精度還有一定的提升空間,文獻[14]的均衡方法不能實現(xiàn)模塊化均衡。因此,以Fly-back變壓器為基礎(chǔ)的均衡器多數(shù)不能實現(xiàn)模塊化設(shè)計，并且均衡器體積龐大,均衡精度低,不易于實際使用。

本文提出一種改進的變壓器作為均衡器,不僅可以實現(xiàn)模塊化均衡,還能有效提升均衡精度,減小均衡器體積,有利于實際應(yīng)用。

1 均衡拓撲結(jié)構(gòu)

本文提出的基于多繞組反激式變壓器的模塊化均衡電路整體均衡結(jié)構(gòu)如圖1所示。整個模塊化均衡結(jié)構(gòu)中n個串聯(lián)的電池被分成x個模塊,每個模塊中有y個單體電池、1個多輸入單輸出變壓器、y個MOSFET開關(guān)、y個電容、y個電感。

圖1 基于多繞組Fly-back變壓器模塊化拓撲圖

本文提出的均衡方案由初級側(cè)電路和次級側(cè)電路2個部分組成。初級測電路包括每一個模塊的初級側(cè),并通過相同的電路與電池相連。對于利用多輸入繞組變壓器的正向功能實現(xiàn)模塊內(nèi)y個電池電壓均衡。為表示與圖1中非特定模塊相關(guān),選取第m(m=1,2,…,x)個模塊,電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。每一個模塊內(nèi)均包含y個相同的電路結(jié)構(gòu),且y個繞組并聯(lián)纏繞在磁芯Tm上。能量間接地從較高電壓電池轉(zhuǎn)移到較低電壓電池,實現(xiàn)模塊內(nèi)電池電壓均衡。次級側(cè)電路包括所有模塊的次級側(cè),并且所有模塊次級側(cè)并聯(lián),因此可以利用變壓器的反向功能實現(xiàn)電壓均衡。利用反向變壓器來實現(xiàn)模塊之間能量傳遞,進而達成電池串所有電池的電壓均衡,并且無需去磁電路即可實現(xiàn)變壓器的去磁。

圖2 模塊內(nèi)電池電壓均衡圖

本文主要創(chuàng)新點是根據(jù)每個單體電池的單元電路設(shè)計均衡拓撲,并配合均衡策略降低多繞組變壓器自身繞組匝數(shù)比不均勻?qū)ψ罱K均衡結(jié)果產(chǎn)生的不利影響,從而提升均衡精度,降低各單體電池之間的電壓差。以電池Em1為例的單元電路,Nm1是多繞組變壓器的一個初級側(cè)繞組,在電池單元Em1和繞組Nm1之間插入開關(guān)裝置Qm1,通常是MOSFET。并且所有的MOSFET僅由隔離的PWM驅(qū)動。對于第m個模塊而言,Nm1、Nm2……等N個初級側(cè)繞組匝數(shù)比不均勻,設(shè)計單元電路中電感 L11、電容C11與電池E11串聯(lián)形成濾波電路,并設(shè)計以一對互補的變頻PWM信號(PWM+,PWM-)為基礎(chǔ)的均衡策略,降低單元電路中繞組匝數(shù)不均勻帶來的不利影響。

2 均衡過程

2.1 模塊化均衡整體流程

本文提出利用多繞組變壓器構(gòu)成模塊化自動同步均衡器,通過變壓器正向功能實現(xiàn)每個模塊內(nèi)單體電池電壓均衡,反向功能實現(xiàn)模塊之間電壓均衡。通過一對互補的PWM信號分別控制偶數(shù)模塊和奇數(shù)模塊的MOSFETS開關(guān),實現(xiàn)電池電壓自動均衡,并且無需變壓器去磁電路。為了簡化模塊均衡的分析,選擇具有8個單體電池的串聯(lián)電池組,并通過模塊化將其分成M1、M2 2個模塊,每個模塊包括4個電池,如圖3所示。

圖3 均衡操作模式

單體電池的初始電壓滿足:

VE21>VE11>VE22>VE12>

VE23>VE13>VE24>VE14

(1)

顯然,M2的電壓(VM2=VE21+VE22+VE23+VE24)比M1的電壓(VM1=VE11+VE12+VE13+VE14)高。流進電池正極的電流為正向,其他為負向;對于變壓器次級繞組,電流逆時針為正向,其他為負向。若要通過濾波器消除轉(zhuǎn)換器繞組匝數(shù)不均勻現(xiàn)象,則需假定轉(zhuǎn)換器所有初級繞組匝數(shù)相同,并且轉(zhuǎn)換器有相同的參數(shù),包括磁化電感、漏電感。模塊內(nèi)繞組電阻忽略不計。

2.2 模塊化均衡階段

穩(wěn)定狀態(tài)下,一個開關(guān)周期內(nèi)有2個操作模式,即模式Ⅰ和模式Ⅱ,其理論波形圖如圖4所示。

圖4 均衡波形

(1) 模式Ⅰ,即模塊化均衡第一階段(t0-t1)。t0時刻,M2的控制開關(guān)Q21～Q24斷開,同時M1的所有開關(guān)Q11～Q14接通。

M2初級側(cè)的均衡電流在t0時刻變?yōu)?,同時次級側(cè)感應(yīng)電流也截止。M1初級側(cè)的各單體電池基于轉(zhuǎn)換器的正向功能,其模塊間均衡電流可實現(xiàn)自動流動,見圖3a。已知初始電壓VE11>VE12>VE13>VE14,假設(shè)iE11、iE12負向流動,iE13、iE14正向流動,且滿足|iE11|>|iE12|、|iE14|>|iE13|。所有初級繞組具有相同的匝數(shù),根據(jù)法拉第定律,M1內(nèi)任一初級繞組電壓VP1k(k=1,2，…，4,下同)與初級繞組平均電壓VP1v相等。

此時,模塊Ⅰ內(nèi)初級繞組電壓VP1k可以表示為:

(2)

并得出均衡電流iE1k(t)的表達式為:

(3)

其中:VE1k、iE1k分別為M1中E1k的單元電壓和均衡電流;LeP1k為M1中第k個初級繞組的漏電感。

VP1k和VE1k之間的電壓差施加到漏電感LeP1k上,均衡電流iE1k從0線性上升,如圖4所示。

模塊中轉(zhuǎn)換器的初級側(cè)和次級側(cè)繞組匝數(shù)分別為NP、NS,且匝數(shù)比n為NS/NP。模式Ⅰ的次級側(cè)電壓環(huán)路方程為:

(4)

模塊Ⅰ和模塊Ⅱ中轉(zhuǎn)換器的初級繞組與次級繞組電壓關(guān)系方程分別為:

(5)

(6)

其中:iTS為次級均衡電流;LeS1、LeS2和VS1、VS2分別為變壓器Ⅰ、變壓器Ⅱ次級繞組漏電感和電壓;VP2k、VP2v分別為M2內(nèi)任一初級繞組電壓和初級繞組平均電壓。

在t0時刻,次級均衡電流iTS(t)的方向由負向瞬間變?yōu)檎?使M2變壓器消去磁芯能量。求解(4)式可以得出iTS(t)表達式為:

(7)

由于VP2v>VP1v,iTS(t)會以一固定斜率遞減。根據(jù)(5)式、(6)式推導(dǎo)出M2初級側(cè)繞組電壓表達式為:

(8)

在上一周期存儲在電感Lm1和Lm2的能量基于反向轉(zhuǎn)換被傳送到M1中的單元,實現(xiàn)了2個模塊之間的均衡。

M1的次級電壓反向作用于電感Lm1,磁化電流iLm1(t)以一固定斜率遞減,即

(9)

iLm1(t)減至0之后,以相同斜率負向增加,直至t1時M1結(jié)束。當(dāng)控制開關(guān)Q11～Q14關(guān)斷后,此反向電流能為M1中變壓器退磁提供前提條件。

M2的磁化電流iLm2(t)等于次級均衡電流iTS(t),因此M1內(nèi)2個電流波形圖完全一致。

(2) 模式Ⅱ,即模塊化均衡第二階段(t1-t2)。t1時刻,M1的控制開關(guān)Q11～Q14斷開,同時M2所有開關(guān)Q21～Q24接通。M1初級側(cè)的均衡電流在t0時刻變?yōu)?,同時次級側(cè)感應(yīng)電流也截止,見圖3b。

此時,模塊Ⅰ內(nèi)初級繞組電壓VP2k的表達式為:

(10)

并得出均衡電流iE2k(t)的表達式為:

(11)

VP2k和VE2k之間的電壓差施加到漏電感LeP2k上,均衡電流iE2k從0線性負向增加,如圖4所示。

在t1時刻,由于iLm1連續(xù)流動,迫使次級電流iTS(t)瞬間上升,使M1變壓器磁芯復(fù)位而不使用任何額外的去磁電路。同樣求解(4)式可以得出iTS(t)的表達式為:

(12)

由于VP2v>VP1v,iTS(t)會以一固定斜率遞減。根據(jù)(5)式、(6)式推出模塊Ⅰ的初級側(cè)繞組電壓表達式為:

(13)

t1時刻iLm2(t1)=0,M2的次級電壓反向作用于電感Lm2,磁化電流iLm2(t)以一固定斜率遞增,即

(14)

iTS(t)減至0之后,以相同斜率反向遞增,直至t2,模式Ⅱ結(jié)束。

從iTS(t)=0開始,通過電流iLm1和iLm2,M2中的能量逐漸存儲在磁化電感Lm1和Lm2中。這為控制開關(guān)Q21～Q24關(guān)斷后2個模塊之間的均衡提供了前提條件,并且無需額外的均衡電路。由原理圖3b可知,iLm1(t)與iTS(t)在模式Ⅱ均衡過程中大小相同、方向相反,因此波形圖完全相反。

2.3 單元均衡過程

事實上,變壓器制造時由于工藝上的原因總會造成繞組匝數(shù)比的不均勻。變壓器作為本文中設(shè)計均衡器的核心元器件,降低變壓器均衡時帶來的誤差是本文的主要工作之一。為了補償多繞組變壓器中的非均勻匝數(shù)比,設(shè)計一種通用濾波器配合開關(guān)頻率進行微控制多繞組變壓器的均衡電壓,降低系統(tǒng)本身帶來的誤差。模塊內(nèi)電池電壓均衡時,這些不均勻的繞組匝數(shù)產(chǎn)生的不相等二次電壓會干擾均衡結(jié)果,導(dǎo)致最終模塊內(nèi)電池電壓差值偏大。本文采用通用濾波器來解決上述問題。

電路中第k個通用濾波電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。通用濾波器可以通過去除電容C1k作為頻帶放大CL濾波器,解決二次電壓偏低的問題,也可以通過去除電容C0k作為頻帶衰減LC濾波器,解決二次電壓偏高的問題,從而實現(xiàn)模塊內(nèi)電池電壓更好的均衡。

圖5 通用濾波器結(jié)構(gòu)

對任一個繞組，僅會出現(xiàn)上述情況的一種。若某一繞組數(shù)偏多,則會產(chǎn)生偏高的正向輸出電壓。對于這種情況,通用濾波器當(dāng)作頻帶放大功能,其傳遞函數(shù)經(jīng)拉普拉斯變換后為:

A=L0kL1kC0kC2k,

B=L0kC0k+L0kC2k+L1kC2k

(15)

其中:下標(biāo)k表示拓撲結(jié)構(gòu)中第k個電池的均衡電路;V2k為施加到電池單元的電壓;V0k為次級繞組的電壓;L1k、C0k、C1k為通用濾波器的電感和電容;L0k、C2k分別為次級繞組的漏電感和電池的電容。

濾波器產(chǎn)生的增益幅度隨開關(guān)頻率的變化而變化,在一定頻率范圍內(nèi)增益有2個峰值頻率ωp1、ωp2,其表達式為:

(16)

由于電池單元的電容遠高于其他值,第1峰值頻率僅受單元電容的影響,第2峰值頻率僅受濾波器電容的影響。

若另一種繞組數(shù)偏少,則會產(chǎn)生偏低的正向輸出電壓。對于這種情況,利用通用濾波器與上述相反的特性,經(jīng)拉普拉斯變換后其傳遞函數(shù)公式為:

A=L0kL1kC1kC2k,

B=L1kC1k+L1kC2k+L0kC2k

(17)

濾波器產(chǎn)生的增益隨開關(guān)頻率的變化而變化,在一定頻率范圍內(nèi)濾波器的增益有3個峰值頻率,其中ωP1′和ωP2′與通用濾波器頻帶放大功能具有相似的特性,則ωP1′和ωP2′與公式(16)相同,ωP3值的表達式為:

(18)

ωP3的值是傳遞函數(shù)二階零點,該頻率處的增益幅度表示與其他峰值頻率相比的相反特性。隨著頻率的變化，濾波器增益受電容器等效串聯(lián)電阻(equivalent series resistance,ESR)和電感器的直流電阻(directive current resistance,DCR)的限制。

除電容值不同外,這些濾波器其他參數(shù)均相同。由于電池電容值相近,各濾波器的第1峰值頻率相似;而由于濾波器的電容值不同,第2峰值頻率是不相等的。

根據(jù)濾波器的電容值大小,每個濾波器在特定頻率下顯示不同的增益。

3 均衡策略

3.1 濾波器設(shè)計

理論上,本文所提出的電池組均衡器可以通過給每個單元電路中通用濾波器設(shè)計特定信號發(fā)生器,使均衡電路中所有的MOSFET能以固定的占空比、不同的頻率進行工作,從而完全消除變壓器繞組不均勻現(xiàn)象。而實際上,為均衡電路增加設(shè)計N個信號發(fā)生器,不僅會使均衡策略變得難以實現(xiàn),而且拓撲也更加復(fù)雜。因此本文考慮現(xiàn)實情況,提出近似消除法來降低變壓器繞組匝數(shù)比不均勻帶來的不利影響。

近似消除法是通過設(shè)計2個信號發(fā)生器形成一對互補的PWM控制信號(PWM+,PWM-),通過變頻來實現(xiàn)高通濾波器和低通濾波器的功能。具體步驟如下:

(1) 整個均衡電路中所有模塊的初級側(cè)繞組從上至下依此進行標(biāo)號i(i=1,2,…,N),測量每一個初級側(cè)繞組正常運作時的直接輸出電壓，記為Vi,并求出所有繞組電壓均值Va,即

(19)

(2) 整個均衡電路中，所有模塊的初級側(cè)電路分為2類：第1類為衰減型電路,第2類為放大型電路。若Vi

(3) 上述電路劃分完畢后,設(shè)計電路均衡器時,為第1類電路的單元電路設(shè)計放大型CL濾波器,為第2類電路的單元電路設(shè)計衰減型LC濾波器。

3.2 控制策略

本文提出的均衡器控制電路與傳統(tǒng)的均衡控制方法不同,通過電壓檢測電路檢測均衡電路中所有單體電池電壓,并計算出最大的單體電池間電壓差ΔVmax。

若最大單體電池電壓差ΔVmax大于預(yù)先設(shè)定的停止工作電壓差值ΔVset,則停止均衡;否則均衡器繼續(xù)工作。

均衡的整體流程如圖6所示。

圖6 均衡整體流程

每個均衡周期具體的均衡過程如下:

(1) 將均衡電路中的模塊按照序號1、2、3、……、n依次進行標(biāo)號,使互補控制信號中PWM+以高頻f1(放大型濾波器工作頻率)控制均衡電路中模塊序號為奇數(shù)的所有MOSFET開關(guān)接通,并開始均衡。

(2)T1/2周期,PWM+信號控制的MOSFET開關(guān)關(guān)斷,使互補控制信號中PWM-以高頻f1控制均衡電路中模塊序號為偶數(shù)的所有MOSFET開關(guān)接通,并開始均衡。

(3)T1～T1+T2/2周期,PWM-信號控制的MOSFET開關(guān)斷開,使得PWM+以低頻f2(衰減型濾波器工作頻率)控制均衡電路中模塊序號為奇數(shù)的所有MOSFET開關(guān)接通,并開始均衡。

(4)T1+T2/2～T1+T2周期,PWM+信號控制的MOSFET開關(guān)斷開,使PWM-以低頻f2控制均衡電路中模塊序號為偶數(shù)的所有MOSFET開關(guān)接通,并開始均衡。T1+T2周期后返回步驟(1),循環(huán)執(zhí)行。

4 實驗與分析

為了驗證本文所提出的均衡器對電池組均衡的效果,將該拓撲結(jié)構(gòu)集成到課題組自行研制的電池測試平臺臺架進行實驗,實施8個串聯(lián)鋰離子電池模型,并分為2個模塊[15]。實驗實施的原型和相關(guān)儀器如圖7所示。

圖7中:(a)為無紙記錄儀;(b)為電子負載;(c)為信號發(fā)生器;(d)為可編程電源;(e)為電池組;(f)為均衡器。

圖7 電池原型及相關(guān)儀器

本次實驗在25 ℃恒溫條件下進行,選擇經(jīng)過循環(huán)充放電500次的24節(jié)標(biāo)稱容量1 500 mA·h的18650磷酸鐵鋰電池作為均衡實驗對象,并分成A、B、C 3個組。使用特殊信號發(fā)生器,它可以產(chǎn)生一對互補的變頻PWM信號(PWM+,PWM-),且分別控制2個模塊中的MOSFET。一般來說,占空比設(shè)計為50%,匝數(shù)比n為4,所有模塊初級側(cè)與次級側(cè)繞組數(shù)分別為15、60 匝,初級側(cè)磁化電感為150 μH,次級側(cè)磁化電感為2 400 μH[12-13]。

本文均衡器均衡效率與工作頻率之間的函數(shù)關(guān)系曲線如圖8所示。

圖8 效率與頻率函數(shù)曲線

由圖8可知,本文均衡器能實現(xiàn)在寬頻率范圍內(nèi)均具有較高的均衡效率,頻率范圍在20～35 kHz內(nèi),效率均能保持在88%以上。

因此,在保證高效率的同時,結(jié)合本文提出的濾波器需要的2種工作頻率控制,選定放大型濾波器工作頻率為32 kHz,衰減型濾波器工作頻率為24 kHz。

利用實驗驗證本文均衡器動靜態(tài)均衡的有效性。M1、M2實驗過程中關(guān)鍵電氣量波形如圖9所示。

從圖9可以看出,M1、M2關(guān)鍵電氣量的實驗波形與理論波形相同。

圖9 關(guān)鍵電氣量波形

以A組8節(jié)串聯(lián)電池進行靜置均衡過程實驗,實驗結(jié)果如圖10a所示。以B組8節(jié)串聯(lián)電池進行充電均衡過程實驗,實驗結(jié)果如圖10b所示。以C組8節(jié)串聯(lián)電池進行放電均衡過程實驗,實驗結(jié)果如圖10c所示。

圖10 8節(jié)串聯(lián)鋰離子電池均衡實驗

A組、B組、C組電池分別在大約5 500、3 000、5 500 s后達到均衡停止條件。每組電池均衡前、后各單體電池電壓和各電池組最大電壓差見表1所列。

表1 各單體電池均衡前、后電壓及差值對比 單位:V

由表1可知,A組、B組和C組電池的最大電壓差分別由均衡前495、356、193 mV減小到均衡后3、2、2 mV。因此,本文均衡器能將處于任何狀態(tài)下的串聯(lián)電池包的所有電池電壓收斂在一起,以確保電池組具有最大的可用容量。

相較于文獻[9-10]所提出的均衡電路,本文均衡器充電、放電及靜置均衡后的電池組最大電壓差分別由7、5、3 mV降至3、2、2 mV,說明通過改進Fly-back變壓器實現(xiàn)了均衡精度的提升。因此,本文所提出的均衡器能極大地改善電池組在靜置、充電和放電期間的一致性和可用容量,具有良好的動靜態(tài)均衡性能。

將本文均衡方法與幾種典型的均衡方法進行對比,結(jié)果見表2所列。

表2從均衡拓撲和均衡策略的角度考慮,選用元器件數(shù)量、均衡速度、均衡效率、均衡控制難易度、均衡模塊化5個同等重要的均衡指標(biāo)進行量化比較,為了簡化對比過程,將各均衡指標(biāo)通過“1、2、3”量化表示優(yōu)劣等級,數(shù)字越大代表性能越好。

從表2的對比結(jié)果可以看出，本文提出的均衡器具有成本低、效率高、平衡速度快、易于模塊化的明顯優(yōu)勢[16]。

表2 電池均衡方法對比

5 結(jié) 論

本文基于多繞組變壓器結(jié)構(gòu),提出了一種提升均衡精度且易擴展的任意單體到單體的電路結(jié)構(gòu)。該方法在保證鋰電池組充放電安全的前提下,在電池組動靜態(tài)期間進行均衡,能良好地改善單體電池間的不一致,同時提高了電池組的充放電容量,并實現(xiàn)了所有功率器件上的低電壓應(yīng)力,提高了均衡電路的可靠性。此均衡電路應(yīng)用在耗能大的電動公交車、運輸車上具有很大優(yōu)勢,不僅能保證運行安全,而且能提升續(xù)航能力。

本文提出的均衡器在提高均衡精度方面仍有一定的提升空間。今后的研究分為2個方向:一是在所提出的均衡拓撲基礎(chǔ)上,改進通用濾波器實施策略,進一步改善電池組間的不一致性;二是從電池組的熱均衡入手,尤其是熱均衡的集成管理方面,進一步提高均衡效率縮短均衡時間。