帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器

陳亦文， 呂濤， 趙振杰， 張鈺健， 羅思緒， 陳東毅

(福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，福建 福州 350116)

0 引 言

隨著光伏電源的普遍使用，中小功率逆變器具有很大的市場(chǎng)和應(yīng)用前景[1-5]。目前Buck型PWM逆變技術(shù)日趨成熟，因其優(yōu)越的雙向功率流而被直接用于光伏并網(wǎng)發(fā)電。然而B(niǎo)oost型PWM逆變技術(shù)并沒(méi)有發(fā)展起來(lái)，主要原因是：1)通常的電力能源(如發(fā)電機(jī)、電網(wǎng)、電池等)屬于電壓源，而且Buck型逆變器中的儲(chǔ)能電容元件與Boost型逆變器中的儲(chǔ)能電感元件相比，在儲(chǔ)能效率、儲(chǔ)能元件的體積和價(jià)格方面都具有明顯的優(yōu)勢(shì)；2)目前占主導(dǎo)地位的功率器件多適用于Buck型逆變器，應(yīng)用于Boost型逆變器時(shí)需要串聯(lián)阻斷二極管，從而增加了導(dǎo)通損耗，在一定程度上限制了這類(lèi)逆變器的應(yīng)用。

Boost、Buck型是互為對(duì)偶的兩種逆變器，具有各自的特點(diǎn)。與Buck型逆變系統(tǒng)相比，Boost型逆變系統(tǒng)具有如下特點(diǎn)：1)在低輸入電壓場(chǎng)合，Buck型逆變器需要附加一級(jí)升壓變換電路[6-8]，或者在交流輸出側(cè)增加一個(gè)工頻變壓器[9-10]，而B(niǎo)oost型逆變器能實(shí)現(xiàn)單級(jí)升壓變換；2)由于輸入側(cè)串聯(lián)電感，Boost型逆變器限流能力強(qiáng)、輸入EMI低且過(guò)流時(shí)容易得到及時(shí)的保護(hù)，系統(tǒng)可靠性高；3)Boost型逆變器的儲(chǔ)能元件為電感，系統(tǒng)壽命要比儲(chǔ)能元件為電解電容的Buck型逆變器長(zhǎng)[11-12]。 隨著雙向可阻斷IGBT等新型器件的出現(xiàn)，Boost型逆變器中串聯(lián)的二極管不再必需，解決了串聯(lián)二極管的損耗問(wèn)題。通過(guò)合理設(shè)計(jì)Boost型逆變器直流側(cè)的電感，也能有效解決這類(lèi)逆變器儲(chǔ)能電感的效率問(wèn)題。隨著超導(dǎo)技術(shù)的發(fā)展，Boost型逆變器將具有更加重要的應(yīng)用價(jià)值。

傳統(tǒng)單級(jí)單相電流型PWM逆變器在降壓階段儲(chǔ)能電感無(wú)法去磁，不滿(mǎn)足Boost變換器的工作規(guī)律，導(dǎo)致輸出波形畸變嚴(yán)重[13]。為了克服這些問(wèn)題，研究人員提出了不同的解決方案。通常可將其分成兩大類(lèi)：第一類(lèi)為在傳統(tǒng)的單級(jí)單相電流型逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上優(yōu)化其控制策略；第二類(lèi)為提出新穎的單級(jí)單相電流型逆變器拓?fù)洹?/p>

在控制策略的研究中，文獻(xiàn)[14]提出了一種應(yīng)用于電流源逆變器的有源阻尼預(yù)測(cè)電流控制策略。該控制策略使用系統(tǒng)的離散時(shí)間模型來(lái)預(yù)測(cè)由逆變器產(chǎn)生的所有可能的電網(wǎng)電流值。根據(jù)使預(yù)測(cè)電網(wǎng)電流和參考電網(wǎng)電流誤差最小的代價(jià)函數(shù)，確定下一個(gè)采樣時(shí)間的電流向量，這種控制很好的改善了輸出波形的質(zhì)量，但是計(jì)算量大，對(duì)控制器要求較高。文獻(xiàn)[15]提出一種有限控制集模型預(yù)測(cè)控制，通過(guò)預(yù)測(cè)下一開(kāi)關(guān)周期的電流來(lái)選擇相應(yīng)的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，此控制方法可改善輸出側(cè)電流的質(zhì)量。文獻(xiàn)[16]提出一種基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的模糊控制，可改善輸出側(cè)電流的質(zhì)量，但控制復(fù)雜。

文獻(xiàn)[14-16]所提出的新型控制策略并沒(méi)有徹底解決傳統(tǒng)單級(jí)單相電流型PWM逆變器存在的問(wèn)題，因此一些學(xué)者從拓?fù)涞慕嵌忍岢隽艘恍┙鉀Q方案。

文獻(xiàn)[17]提出了一種附加旁路開(kāi)關(guān)的單級(jí)單相電流型PWM逆變器，其降壓階段是通過(guò)儲(chǔ)能電感所并聯(lián)的旁路開(kāi)關(guān)，增加對(duì)儲(chǔ)能電感續(xù)流模態(tài)，完成對(duì)儲(chǔ)能電感能量的控制，提升了輸出波形的質(zhì)量，但開(kāi)關(guān)頻率較高。文獻(xiàn)[18-19]提出的改進(jìn)型單級(jí)單相電流型逆變器，拓?fù)涫窃趥鹘y(tǒng)單級(jí)單相電流型逆變器的輸入源并聯(lián)了二極管D0以及在儲(chǔ)能電感L串聯(lián)開(kāi)關(guān)管S0。該方案可通過(guò)控制S0實(shí)現(xiàn)逆變器升壓和降壓階段的變換。升壓階段S0導(dǎo)通，逆變器工作在Boost變換方式下，降壓階段交替工作在S0導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)，以便在降壓逆變的同時(shí)給儲(chǔ)能電感提供充磁和去磁通路，但所需電感較大。文獻(xiàn)[20]提出一種在逆變橋側(cè)增加有源緩沖電路的單級(jí)單相電流型升壓逆變器，通過(guò)控制儲(chǔ)能電感和有源緩沖電路之間的能量交換，實(shí)現(xiàn)對(duì)儲(chǔ)能電感電流的控制。該方案降低了儲(chǔ)能電感的感量，解決了輸出波形畸變嚴(yán)重的問(wèn)題，但控制較復(fù)雜。文獻(xiàn)[21]提出了一種單相改進(jìn)的連續(xù)輸入電流開(kāi)關(guān)升壓逆變器(switched boost inverter，SBI)，該逆變器在SBI基礎(chǔ)上增加了一個(gè)電感器和一個(gè)電容器，獲得了高電壓增益和連續(xù)的輸入電流，但電感電流應(yīng)力及電容電壓應(yīng)力較大。文獻(xiàn)[22]提出帶功率解耦的電流型逆變器，該拓?fù)渫ㄟ^(guò)控制輸入側(cè)電感電流與緩沖電容電壓，利用能量交換實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)低頻紋波抑制，改善了輸出波形。文獻(xiàn)[23]提出一種帶緩沖電容的單級(jí)單相電流型逆變器，該逆變器可減小輸入電流二次紋波。文獻(xiàn)[22-23]所提拓?fù)涮岣吡溯敵霾ㄐ钨|(zhì)量，但控制較復(fù)雜。

在上述相關(guān)論文的研究基礎(chǔ)上，本文提出一種新穎的帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器，及其具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制策略，分析所提逆變器的電路模態(tài)和工作模式，設(shè)計(jì)其關(guān)鍵電路參數(shù)和控制參數(shù)，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)所提出的研究方案進(jìn)行驗(yàn)證。

1 電路拓?fù)浼捌涔ぷ髟?/h2>

1.1 電路結(jié)構(gòu)

提出的帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。該電路由輸入源Ui、輸入濾波電容Ci、儲(chǔ)能電感L、有源緩沖電路、電流型單相逆變橋S1(D1)～S4(D4)和輸出濾波電容Cf級(jí)聯(lián)構(gòu)成，其有源緩沖電路由放電開(kāi)關(guān)S5、S6和充電二極管D5、D6連接緩沖電容Cb構(gòu)成。通過(guò)對(duì)逆變器開(kāi)關(guān)控制，能實(shí)現(xiàn)對(duì)緩沖電容的充電和放電，能實(shí)現(xiàn)對(duì)儲(chǔ)能電感電流的控制，實(shí)現(xiàn)升壓逆變并獲得高質(zhì)量輸出電壓波形。

圖1 帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Single-stage single-phase current inverter circuit topology with source buffering

1.2 電路模態(tài)及工作模式

4種電路模態(tài)分別為：充磁模態(tài)、饋能模態(tài)、緩沖電容充電模態(tài)及緩沖電容放電模態(tài)。

1)充磁模態(tài)：S1、S3(或S2、S4)導(dǎo)通，Ui通過(guò)左橋臂(或右橋臂)給L充磁，同時(shí)輸出濾波器Cf給負(fù)載ZL供電，該模態(tài)兩個(gè)等效電路分別如圖2(a)和(b)所示。

2)饋能模態(tài)：S1、S4(或S2、S3)導(dǎo)通，Ui通過(guò)L和S1、S4(或S2、S3)輸出正(負(fù))向調(diào)制電流im，分別給Cf和ZL供電，該模態(tài)兩個(gè)等效電路分別如圖2(c)和(d)所示。

3)緩沖電容充電模態(tài)：S1～S6截止，D5、D6自然導(dǎo)通，L通過(guò)D5、D6給Cb充電，同時(shí)Cf給ZL供電，該模態(tài)等效電路如圖2(e)所示。

緩沖電容放電模態(tài)：S5、S6導(dǎo)通，Cb通過(guò)S5、S6給L充磁，同時(shí)Cf給ZL供電，該模態(tài)等效電路如圖2(f)所示。

圖2 逆變器四種電路模態(tài)的6個(gè)開(kāi)關(guān)等效電路Fig.2 Six switching equivalent circuits of four circuit modes of the inverter

根據(jù)每個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts的不同電路模態(tài)組合，所提出逆變器存在的3種工作模式分別為：由(1-d)Ts期間充磁模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構(gòu)成的充磁模式；由(1-d)Ts期間緩沖電容充電模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構(gòu)成的充電模式；由(1-d)Ts期間緩沖電容放電模態(tài)和dTs期間饋能模態(tài)構(gòu)成的放電模式。

2 控制策略

設(shè)緩沖電容電壓uc和儲(chǔ)能電感電流iL足夠大，所提出的逆變器工作在充電模式下，緩沖電容電壓上升、儲(chǔ)能電感電流下降；工作在放電模式下，緩沖電容電壓下降、儲(chǔ)能電感電流上升；工作在充磁模式下，緩沖電容電壓不變、儲(chǔ)能電感電流上升，如圖3所示。因此，通過(guò)控制逆變器交替工作在3種工作模式下能平衡每個(gè)工頻周期內(nèi)儲(chǔ)能元件的能量交換，即穩(wěn)定狀態(tài)量(uc和iL)，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比能進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)單級(jí)升壓逆變。為此，提出了具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制策略，其控制原理框圖如圖4所示。

圖3 3種工作模式對(duì)狀態(tài)量iL、uc的調(diào)節(jié)情況Fig.3 Adjustment of iL and uc in three working modes

圖4 逆變器控制原理框圖Fig.4 Inverter control principle block diagram

表1 逆變器控制信號(hào)與功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯關(guān)系

3 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 儲(chǔ)能電感

為了實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能電感電流的有效限定，需保證任何情況下，充電模式后儲(chǔ)能電感電流下降，充磁或放電模式后儲(chǔ)能電感電流上升。結(jié)合逆變器的功率變換特性和所提出的控制策略，充電模式后iL下降和放電模式后iL上升容比較容易滿(mǎn)足，而充磁模式后iL上升則需要合適的占空比等條件進(jìn)行約束。由于充磁模式下饋能占空比d近似等于相應(yīng)時(shí)刻io和iL的比值，當(dāng)io和uo同時(shí)達(dá)到峰值時(shí)，d最大，若此時(shí)充磁模態(tài)能使iL上升則任何情況下充磁模態(tài)均能使iL上升，為了達(dá)到這一目的逆變器需滿(mǎn)足

(1)

結(jié)合系統(tǒng)控制策略，可以得到

(2)

將式(1)代入到式(2)中，可得到儲(chǔ)能電感電流限定值約束條件為

(3)

在滿(mǎn)足儲(chǔ)能電感電流iL可控并有效限定的同時(shí)，還希望iL脈動(dòng)量在一定范圍內(nèi)。由4種模態(tài)開(kāi)關(guān)等效電路可知，充磁模態(tài)、充電模態(tài)、放電模態(tài)和饋能模態(tài)對(duì)應(yīng)iL的變化量分別為：

(4)

(5)

(6)

(7)

以阻性負(fù)載情況進(jìn)行設(shè)計(jì)，當(dāng)輸出電壓在過(guò)零點(diǎn)附近時(shí)，饋能占空比d趨近0，使得這段區(qū)間內(nèi)逆變器主要工作在充電模式和放電模式，故相應(yīng)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能電感電流的脈動(dòng)量最大，即

(8)

根據(jù)狀態(tài)量限定條件可知放電模式連續(xù)出現(xiàn)的情況最多持續(xù)兩個(gè)開(kāi)關(guān)周期。因此，電感電流最大相對(duì)脈動(dòng)量為

(9)

設(shè)儲(chǔ)能電感電流紋波不大于kiL%，則

(10)

3.2 緩沖電容

由逆變器饋能模態(tài)開(kāi)關(guān)等效電路可知，該模態(tài)下二極管D5和D6必須處于截止?fàn)顟B(tài)，故電容電壓須滿(mǎn)足

uc(t)>|uo(t)|-Uin。

(11)

考慮極限情況，則

(12)

由式(12)可得緩沖電容電壓限定值約束條件為

(13)

逆變器在輸出電壓過(guò)零點(diǎn)附近d很小，電路交替工作于充電模式和放電模式，該區(qū)間內(nèi)儲(chǔ)能電感電流脈動(dòng)量和緩沖電容電壓脈動(dòng)量都達(dá)到最大，帶阻性負(fù)載時(shí)d近似為0，此時(shí)電容電壓脈動(dòng)量最大，即

(14)

其相對(duì)脈動(dòng)量為

(15)

設(shè)緩沖電容電壓紋波不大于kucb%，則

(16)

4 系統(tǒng)建模

所提出的逆變器在狀態(tài)量限定下，儲(chǔ)能電感電流iL近似為恒流源，忽略紋波和開(kāi)關(guān)動(dòng)作的影響，調(diào)制電流im可以表示為

im=iLS。

(17)

式中S為逆變橋開(kāi)關(guān)函數(shù)。令6個(gè)開(kāi)關(guān)等效電路中，逆變橋開(kāi)關(guān)S1和S2導(dǎo)通時(shí)，S=1；S3和S4導(dǎo)通時(shí)，S=-1；S1～S4均截止時(shí)，S=0。因此，im是幅度等于iL的脈沖電流，采用狀態(tài)空間平均法可求得其開(kāi)關(guān)周期平均值為

Ts=iLTs=iLsgn[ir]d。

(18)

式中Ts為S的開(kāi)關(guān)周期平均值。

由單周期控制策略可知

(19)

式中Ks為儲(chǔ)能電感電流采樣系數(shù)。

將式(19)代入式(18)可得

(20)

式中Ts為調(diào)制電流基準(zhǔn)ir的開(kāi)關(guān)周期平均值。

采用電容濾波時(shí)輸出電壓Uo(s)和逆變橋調(diào)制電流Im(s)的傳遞函數(shù)為

(21)

式中ZL(s)為負(fù)載阻抗。

圖5為逆變器具有狀態(tài)量限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制系統(tǒng)框圖，圖中GPI(s)為PI控制器的傳遞函數(shù)，Hu(s)為輸出電壓反饋系數(shù)。

由圖5可得系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

圖5 系統(tǒng)控制框圖Fig.5 System control block diagram

Guo_open(s)=KPWMGPI(s)GC(s)Hu(s)。

(22)

兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性和快速跟隨性，設(shè)置穿越頻率fc=fs/10，為了使幅頻響應(yīng)在較高頻率衰減較快，設(shè)置PI控制器的零點(diǎn)在s=-1處，則：

(23)

因此，所提出的逆變器具有控制簡(jiǎn)單，參數(shù)設(shè)計(jì)容易等優(yōu)點(diǎn)。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)

5.1 仿真分析

表2 電路參數(shù)

帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器穩(wěn)態(tài)仿真波形如圖6所示。

圖6 輸出滿(mǎn)載仿真波形Fig.6 Output full load simulation waveform

逆變器在輸出側(cè)負(fù)載突變的仿真波形如圖7所示，分別為阻性負(fù)載功率由1 000 W突變?yōu)?00 W和500 W突變?yōu)? 000 W兩種情況。由圖7可知，逆變器具有良好的動(dòng)態(tài)性能，負(fù)載突變時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓的快速跟蹤和穩(wěn)定。

圖7 負(fù)載突變動(dòng)態(tài)仿真波形Fig.7 Dynamic simulation waveform of load mutation

5.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用表2參數(shù)設(shè)計(jì)并搭建了一臺(tái)1 kVA 100 V DC/220 V 50 Hz AC帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器實(shí)驗(yàn)裝置，如圖8所示。其主電路功率開(kāi)關(guān)S1～S6為IPW60R099C6，二極管D1～D6為DSEI60-06A。

圖8 帶有源緩沖的單級(jí)單相逆變器實(shí)驗(yàn)裝置Fig.8 Single-stage single-phase inverter experiment apparatus with source buffer

逆變器帶阻性滿(mǎn)載、感性滿(mǎn)載(PF=0.75)及容性滿(mǎn)載(PF=0.75)時(shí)的穩(wěn)態(tài)波形如圖9所示。

圖9 滿(mǎn)載穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Full load steady-state experimental waveforms

圖9實(shí)驗(yàn)波形表明：1)在逆變器正常工作時(shí)，緩沖電容電壓穩(wěn)定在260 V并呈二倍脈動(dòng)，儲(chǔ)能電感電流穩(wěn)定在30 A附近，與理論分析和仿真一致。由于實(shí)際電感值、電容值及DSP產(chǎn)生占空比的誤差，電容電壓及電感電流脈動(dòng)量略大于設(shè)計(jì)值。2)所提出的逆變器適用于純阻性、阻感性、阻容性負(fù)載，逆變器輸出電壓與輸出電流波形質(zhì)量較好。3)在降壓逆變階段，逆變器主要工作在充/放電模式，功率開(kāi)關(guān)S5、S6驅(qū)動(dòng)分布較密；在升壓逆變階段，逆變器主要工作在充磁模式，功率開(kāi)關(guān)S5、S6驅(qū)動(dòng)分布較稀疏，如圖9(f)所示。4)功率開(kāi)關(guān)S5(S6)的漏源電壓uds5(uds6)為四電平(0、(ucb-Ui)/2、(ucb+|uo|-Ui)/2、ucb)PWM波。5)圖9(g)、(h)分別給出了輸出電壓正、負(fù)半周3種工作模式及4種電路模態(tài)的高頻切換波形，其中Ta、Tb和Tc分別對(duì)應(yīng)放電模式、充磁模式和充電模式。

圖10給出了帶阻性負(fù)載時(shí)系統(tǒng)效率η和輸出電壓THD曲線(xiàn)，二者均隨著輸出功率增大呈上升的趨勢(shì)。所提出的逆變器系統(tǒng)損耗主要由儲(chǔ)能電感損耗(銅損PL-Cu及鐵損PL-Fe)和功率器件損耗(開(kāi)關(guān)損耗PS-S及通態(tài)損耗PS-on)兩部分構(gòu)成。由于該電路iL在限定值附近波動(dòng)并以直流分量為主且數(shù)值較大，故PL-Cu遠(yuǎn)大于PL-Fe，儲(chǔ)能電感損耗近似等于PL-Cu，基本不隨輸出功率變化。功率器件損耗中PS-S取決于電路模態(tài)組合及其切換時(shí)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)動(dòng)作的開(kāi)關(guān)個(gè)數(shù)、頻率、電壓和電流應(yīng)力；PS-on取決于各電路模態(tài)下開(kāi)關(guān)器件導(dǎo)通的個(gè)數(shù)、時(shí)間、通態(tài)電流及內(nèi)阻，由于大部分影響因素與逆變器的輸出功率有關(guān)，因此對(duì)于特定的功率器件，其損耗隨輸出功率而變化。由逆變器工作原理可知，輕載時(shí)，逆變器的充電和放電模式占比較大，隨著負(fù)載增加充磁模式占比逐漸增大，因此隨著輸出功率增大，PS-on增大、PS-S減小，但總損耗變化不明顯，所以系統(tǒng)效率曲線(xiàn)呈現(xiàn)為輸出功率Po增大系統(tǒng)效率η上升。此外，由于電流型逆變橋使用了4個(gè)阻斷二極管，這將帶來(lái)相當(dāng)比重的系統(tǒng)損耗，但隨著將來(lái)逆阻型器件的發(fā)展，可省去這些阻斷二極管，使系統(tǒng)的整機(jī)效率得到大幅提高。

圖10 效率與THDFig.10 Efficiency and THD

帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器在輸出側(cè)負(fù)載突變時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示，分別為阻性負(fù)載功率由1 000 W突變?yōu)?00 W和500 W突變?yōu)? 000 W 兩種情況。

從圖11的實(shí)驗(yàn)波形可以看出：所提出逆變器采用具有儲(chǔ)能電感電流及緩沖電容電壓限定的輸出電壓反饋SPWM單周期控制，具有較好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，當(dāng)負(fù)載突變時(shí)逆變器的輸入電流和輸出電壓既無(wú)超調(diào)也無(wú)明顯過(guò)渡過(guò)程，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析及仿真基本一致，驗(yàn)證了所提出研究方案的正確性與可行性。

圖11 負(fù)載跳變實(shí)驗(yàn)波形Fig. 11 Load jump test waveform

6 結(jié) 論

1)提出了能實(shí)現(xiàn)單級(jí)升壓逆變的帶有源緩沖的單級(jí)單相電流型逆變器，該逆變器存在3種工作模式、4種電路模態(tài)和6個(gè)開(kāi)關(guān)等效電路，解決了電流型逆變器降壓階段儲(chǔ)能電感的去磁問(wèn)題。

2)提出了在儲(chǔ)能電感電流及緩沖電容電壓限定下的輸出電壓復(fù)合單周期控制策略，分別推導(dǎo)了儲(chǔ)能電感電流及緩沖電容電壓這兩個(gè)狀態(tài)量的限定值。

3)分析和設(shè)計(jì)了所提出逆變器的關(guān)鍵電路參數(shù)，建立了該逆變器數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)了系統(tǒng)的控制器參數(shù)，仿真和實(shí)驗(yàn)均表明所提出的逆變器電路簡(jiǎn)潔，控制簡(jiǎn)單，能提供高質(zhì)量的輸出電壓波形，適應(yīng)阻性、阻感性和阻容性等各種類(lèi)型負(fù)載，并具有較好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。