超高靈敏度實時空間激光PPM通信系統(tǒng)研究

王忠忠，敖學(xué)淵，張深茂，張大衛(wèi)，劉 陳，楊 奇，熊良明

(1.光纖光纜制備技術(shù)國家重點實驗室，武漢 430073；2.華中科技大學(xué) a.光電信息學(xué)院；b.電子信息與通信學(xué)院，武漢 430074)

0 引 言

隨著信息時代的來臨，人們對信息流量的需求日益增長。傳統(tǒng)的衛(wèi)星通信一般使用微波作為載波，其數(shù)據(jù)傳輸速率很難超過50 Mbit/s，已經(jīng)越來越難以滿足當前的需求。近年來，衛(wèi)星激光通信由于其帶寬高、功耗小、體積小和保密性強等優(yōu)點，受到了人們廣泛的關(guān)注[1]。因此，各國對衛(wèi)星激光通信進行了大量的研究，并取得了較多成就。2020年，一顆名為OPTEL-μ的微型激光通信終端被發(fā)射至低軌道(Low Earth Orbit, LEO)衛(wèi)星，可將LEO衛(wèi)星的數(shù)據(jù)以2.5 Gbit/s的速率下發(fā)到地面終端[2]；2021年，激光通信終端演示(Laser Communications Relay Demonstration，LCRD)飛行有效載荷被集成到美國空軍空間測試計劃衛(wèi)星6號(STPSat-6)上，下行帶寬可達1.2 Gbit/s[3]。

文獻[4]中提出了一種可行的脈沖位置調(diào)制(Pulse Position Modulation, PPM)的近似極大似然解調(diào)方案，并在Xilinx 現(xiàn)場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array, FPGA)上實時實現(xiàn)了該系統(tǒng)，在無噪聲情況下可實現(xiàn)無誤碼解調(diào)，采用的是16-PPM調(diào)制，時隙速率為311.06 MHz，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog to Digital Converter, ADC)采樣速率為1.25 Gbit/s。其ADC需要4倍采樣，且未考慮在噪聲較大時對系統(tǒng)性能的影響。在衛(wèi)星激光通信系統(tǒng)中，接收的光信號通常十分微弱，且極易受到外界環(huán)境(如太陽光和星光等)的影響，因此，如何實時地實現(xiàn)高靈敏度的PPM收發(fā)系統(tǒng)，對衛(wèi)星激光通信具有重大意義。

針對這一情況，本文對PPM收發(fā)系統(tǒng)進行了設(shè)計，并基于FPGA芯片，在Xilinx平臺上使用Verilog硬件描述語言進行了編程，搭建并實現(xiàn)了800 MHz時隙速率的PPM收發(fā)平臺，采用基于Gardner的時鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)(Clock Date Recovery, CDR)算法，只需要兩倍采樣。在該平臺上，測試了接收光功率與誤碼率(Bit Error Rate, BER)之間的關(guān)系，實驗結(jié)果表明，該PPM收發(fā)系統(tǒng)具有超高的接收靈敏度。

1 原 理

1.1 PPM原理

PPM是一種利用脈沖時隙位置來傳遞信息的調(diào)制方式，其脈沖寬度和幅度保持恒定，通過脈沖相對位置來傳遞信息。

假設(shè)信源速率為Rb，表1所示為非歸零開關(guān)鍵控(Non-Return-to-Zero On-Off Keying, NRZ-OOK)與L-PPM (L為映射后的時隙個數(shù))的對比，其中，L-PPM表示將一個n位二進制數(shù)據(jù)映射到L=2n個時隙組成的時間段上的某個時隙脈沖。隨著L的增大，L-PPM的帶寬效率不斷降低，而功率效率不斷增加[5]。相比于OOK調(diào)制，PPM是一種高功率效率的調(diào)制格式，可獲得較高的峰值光功率信號，具有較高的能量利用率，信道抗干擾能力強[6]，具有良好的接收靈敏度，非常適合用于星間激光通信等發(fā)射功率受限的系統(tǒng)[7]。

表1 NRZ-OOK與L-PPM的對比

為了兼顧復(fù)雜度和性能，本文采用的是16-PPM。16-PPM將一個4 bit二進制數(shù)據(jù)組映射為16個時隙上的某個單脈沖；將4 bit二進制數(shù)據(jù)組表示為M=(m1,m2,m3,m4)，其中m1、m2、m3和m4分別為該數(shù)據(jù)組第1、2、3和4比特的數(shù)值，則其脈沖位置位于時隙loc處，其映射關(guān)系可由式(1)給出：

其映射對照表如表2所示。

表2 自然二進制碼、格雷碼和16-PPM的對照表

信號在鏈路中傳輸時，會受到損傷，產(chǎn)生誤碼。而16-PPM信號上的錯誤經(jīng)過PPM解調(diào)后，其錯誤會出現(xiàn)擴散。所以，本文引入格雷碼降低錯誤擴散的可能性。格雷碼是一種錯誤最小化的編碼方式，其在相鄰位間轉(zhuǎn)化時，皆只有一位產(chǎn)生變化[8]，如表2所示。只要將原數(shù)據(jù)當作格雷碼，將其轉(zhuǎn)換為自然二進制碼，再經(jīng)PPM模塊調(diào)制成16-PPM信號，在光纖鏈路上的錯誤經(jīng)由PPM解調(diào)和格雷編碼后，其錯誤不會得到擴散。

1.2 CDR

對于PPM接收端來說，CDR算法是影響PPM調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)性能的關(guān)鍵。由于PPM發(fā)射端和接收端不是同源時鐘，那么它們之間必然存在一定的時鐘偏差；由于時鐘偏差，其接收端采樣數(shù)據(jù)會出現(xiàn)或多或少的差別，從而影響系統(tǒng)性能[9]。

實現(xiàn)CDR的算法有許多，如頻域Godard算法、時域Gardner算法和平方率非線性(Square Law Nonlinearity, SLN)算法等。SLN算法需要4倍的采樣速率，而頻域Godard算法需要在頻域中實現(xiàn)，其復(fù)雜度高，不易實時化；因此，在考慮各種原因，如ADC采樣速率受限、FPGA硬件資源占用和算法復(fù)雜度等后，本文采用的是基于Gardner的反饋式全數(shù)字時鐘同步算法，其原理如圖1所示[10]。其主要由插值濾波器、定時誤差檢測器、環(huán)路濾波器和控制單元組成，可看成是一個數(shù)字鎖相環(huán)(Digital Phase-Locked Loop, DPLL)。根據(jù)控制單元提供的控制參量，插值濾波器對ADC采樣信號進行插值調(diào)整；定時誤差檢測器計算出定時誤差估計值，并通過環(huán)路濾波器后提供給控制單元；控制單元不斷更新控制參量，調(diào)整插值，從而形成一個閉環(huán)的反饋系統(tǒng)，根據(jù)ADC采樣數(shù)據(jù)，不斷地進行跟蹤和動態(tài)調(diào)整，直至達到一個動態(tài)的同步穩(wěn)定狀態(tài)。

圖1 基于Gardner的反饋式數(shù)字時鐘同步原理圖

為了在保證性能的情況下盡可能地降低算法復(fù)雜度，插值濾波器采用的是線性插值濾波器；環(huán)路濾波器僅使用了比例環(huán)路濾波器，其比例增益系數(shù)設(shè)置在0.02，該系數(shù)決定了同步環(huán)路的穩(wěn)定性和同步建立速度，不能過大或過??；該系數(shù)過大時，同步環(huán)路穩(wěn)定性較差，在時鐘偏差較小的情況下，系統(tǒng)性能較差；該系數(shù)過小時，在時鐘偏差較大的情況下，則同步無法建立，CDR模塊失去作用。

定時誤碼檢測算法采用的是Gardner定時誤差檢測算法，該算法只需要ADC采樣速率為信號符號速率的兩倍，其定時誤差ε(n)估計值由式(2)給出[10]：

式中：I為接收信號的樣值；n、n-1/2和n-1分別為3個連續(xù)的采樣點序號，且第n-1/2、n個采樣點對應(yīng)第n個符號。

在Matlab軟件上進行系統(tǒng)仿真，當環(huán)路濾波器中的比例環(huán)路濾波器的比例增益系數(shù)設(shè)置在0.02時，通過改變采樣時鐘的頻偏量，得到不同的時鐘相位跟蹤曲線，如圖2所示。當正好以兩倍符號速率進行采樣時，如圖2(a)所示，控制單元輸出的分數(shù)間隔保持穩(wěn)定，維持在0.3左右；當頻偏量為1/10 000時，即以2.000 1倍符號速率對接收信號進行采樣，如圖2(b)所示，分數(shù)間隔基本呈線性趨勢不斷變化，其變化周期為10 000符號，即每10 000符號減少1個采樣值，對應(yīng)于2.000 1倍符號速率采樣；這說明該CDR正確補償了采樣定時相位誤差，能夠良好地跟蹤時鐘相位變化。頻偏量越大，則分數(shù)間隔變化周期越小。當頻偏量大到一定程度后，如圖2(d)所示，分數(shù)間隔不再呈周期狀，出現(xiàn)無規(guī)律變化，則當前設(shè)定的CDR無法正確補償采樣定時相位誤差，失去跟蹤效果。

圖2 不同頻偏量下，控制單元輸出隨分數(shù)間隔的變化曲線圖

2 實驗方案設(shè)計

在800 MHz的時隙速率和1.6 Gbit/s的ADC采樣速率下，本文設(shè)計并實現(xiàn)了一套16-PPM收發(fā)系統(tǒng)，系統(tǒng)框圖及硬件實物圖如圖3所示。在硬件接收系統(tǒng)中，選用的FPGA芯片為Xilinx中Spartan 7系列的XC7S100-2FGGA676I;在Xilinx平臺上使用Verilog HDL進行了編程；由于沒有相應(yīng)的誤碼分析模塊，所以通過Xilinx下的集成邏輯分析儀(Integrated Logic Analyzer, ILA)來觀察并采集部分解調(diào)后的信號，用于離線計算BER。

圖3 實驗框圖及硬件實物圖

首先，在PPM發(fā)射端內(nèi)部生成偽隨機比特序列(Pseudo-Random Binary Sequence, PRBS) 7信號，由于采用的是16-PPM調(diào)制格式，通過格雷解碼模塊，將原數(shù)據(jù)當作格雷碼轉(zhuǎn)化為自然二進制碼，從而降低由于PPM解調(diào)引起的錯誤擴散的可能性；然后經(jīng)過PPM調(diào)制模塊被調(diào)制成16-PPM信號，最后通過直接調(diào)制的方式，轉(zhuǎn)換為光信號進行傳輸，速率為800 Mslot/s。對于激光器，本文選擇的光發(fā)射模塊(Transmitter Optical Subassembly, TOSA)的型號為DFB-934-BT-06-2.5-C-LR-FA-503，其直接調(diào)制速率可高達2.7 Gbit/s；為了提高接收靈敏度，需要調(diào)節(jié)TOSA參數(shù)，盡可能地增大其消光比，從而使光信號的信噪比最大。光信號先由可調(diào)光衰減器加入一定衰減，再使用摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier, EDFA)進行光放大；放大后的光信號通過光濾波器濾去噪聲，最后通過外掛的雪崩光電二極管(Avalanche Photo Diode, APD)進行光電轉(zhuǎn)換，使用的APD型號為LSIAPDT-2.5G。在PPM接收端，使用ADC以兩倍采樣率對信號進行采樣，其由于不是同源時鐘，帶有一定的采樣時鐘偏移；ADC采樣數(shù)據(jù)經(jīng)過CDR后，輸出經(jīng)過硬判決、PPM解調(diào)和格雷編碼模塊，得到解調(diào)后的數(shù)據(jù)，最后，計算BER來評估該系統(tǒng)的性能。

3 實驗結(jié)果與分析

表3所示為3種不同情況下，該系統(tǒng)測得的接收光功率與糾前BER之間的關(guān)系。圖4所示為3種情況下接收光功率與糾前BER的關(guān)系曲線圖。其中，每次采集的數(shù)據(jù)樣本數(shù)為32 004，通過8次計算求平均的方式得到平均BER，即樣本總數(shù)為32 004×8=256 032。圖4中，虛線代表最典型的里德-所羅門類(Reed-Solomon, RS)糾刪碼——RS(255,239)的糾錯前誤碼門限。在使用RS(255,239)的情況下，當輸入BER為1.4E-4時，解碼后的輸出BER為1E-13，其凈編碼增益為5.8 dB。當不使用EDFA時，在光功率為-35.7 dBm附近時，其BER為1.4E-4，前向糾錯碼(Forward Error Correction, FEC)糾后BER為1E-13。由于EDFA的低噪聲特性，將其作為接收器的前置放大器時，可大大提高接收器的靈敏度；當使用EDFA但未使用光濾波器時，在光功率為-49.8 dBm附近時，其FEC糾后BER為1E-13，相比于未使用EDFA的情況，其接收靈敏度提高了14.1 dB。通過調(diào)節(jié)光濾波器的中心波長及帶寬，來降低因放大器在放大的同時產(chǎn)生的放大器自發(fā)輻射(Amplifier Spontaneous Emission，ASE)噪聲，從而提高輸入APD的光信號的信噪比，提高接收靈敏度。當同時使用EDFA和光濾波器時，在光功率為-58.3 dBm附近時，其FEC糾后BER為1E-13。相比于只使用EDFA而未用光濾波器的情況，其接收靈敏度提高了8.5 dB。由此，同時使用EDFA和光濾波器，在糾前BER為1.4E-4下，該系統(tǒng)的接收靈敏度達到了-58.3 dBm，滿足空間激光通信高接收靈敏度的要求。

表3 3種情況下接收光功率與BER的實驗結(jié)果

圖4 3種情況下接收光功率與BER的曲線圖

4 結(jié)束語

本文設(shè)計了一套空間激光PPM通信系統(tǒng)，基于FPGA芯片，使用Verilog語言實現(xiàn)并搭建了該系統(tǒng)，并進行了性能測試。實驗結(jié)果表明，在使用了EDFA和光濾波器后，該系統(tǒng)具有超高的靈敏度，在輸入光功率為-58.3 dBm時，其BER為1.4E-4；當加入RS(255,239)后，其糾錯后的BER為1E-13。另外，本文并沒有使用任何FEC。在接下來的工作中，我們將在收發(fā)系統(tǒng)中加入RS(255,239)編解碼，以期使該系統(tǒng)的性能得到進一步提升。