一種面向無線通信應(yīng)用的寬頻帶圓極化天線陣

王 昊，李建武，郝立超

(1.中國信息通信研究院，北京100191；2．北京理工大學(xué) 前沿技術(shù)研究院，山東 濟(jì)南 250300；3．華大半導(dǎo)體有限公司，上海 201210)

0 引言

天線作為5G通信的重要一環(huán)，無論是在5G終端還是5G天線，都是信號(hào)與發(fā)射接收的關(guān)卡，天線性能的好壞直接影響通信的質(zhì)量。由于圓極化天線具有抗多徑干擾和減少極化失配的優(yōu)點(diǎn)，已被業(yè)界大量研究[1-3]。與單個(gè)圓極化天線相比，圓極化天線陣列[4-5]由于其改善的輻射方向圖和高增益特性，近年來受到越來越多的關(guān)注。盡管圓極化天線有這些優(yōu)點(diǎn)，但其固有的窄帶屬性制約了發(fā)展。

為了增加天線的圓極化帶寬，多種連續(xù)相位饋電網(wǎng)絡(luò)相繼被設(shè)計(jì)，分別給矩形貼片[6]、具有8個(gè)相同L型金屬的方形槽[7]、蝕刻有45°縫隙槽的六角形貼片[8]、方形貼片[9]以及半圓貼片[10]進(jìn)行饋電，分別實(shí)現(xiàn)了21.4%、46.3%、20.7%、18.2%和94.6%的3 dB軸比帶寬。此外，在實(shí)現(xiàn)寬頻帶圓極化輻射的多種設(shè)計(jì)方法中，連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)被證實(shí)是最有潛力的饋電結(jié)構(gòu)之一。這種連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)的工作原理已在文獻(xiàn)[11]中得到驗(yàn)證，并在圓極化微帶貼片陣列[12-13]中得到應(yīng)用。近年來，歸功于縫隙槽天線的寬帶特性，人們已經(jīng)研究了基于連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)的多種縫隙槽天線陣[14-15]以獲得圓極化天線的寬頻帶輻射。然而，對(duì)于未來的寬帶通信來說，這些縫隙槽圓極化天線陣的帶寬仍然過窄。因此，迫切需要設(shè)計(jì)更寬頻帶的圓極化天線陣。

1 天線設(shè)計(jì)與結(jié)構(gòu)

雙向輻射的寬帶縫隙槽圓極化天線陣的結(jié)構(gòu)示意如圖1所示。該縫隙槽圓極化天線陣印刷在FR4基板上(εr=4.4，tanδ= 0.02)，尺寸240 mm×240 mm×160 mm。一種連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)(R0,R1,R2,R3,R4)被設(shè)計(jì)產(chǎn)生連續(xù)穩(wěn)定的90°相位差。3個(gè)長(zhǎng)度分別為L(zhǎng)4、W4和L5的非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)與連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)連接在一起，用于激勵(lì)切角方形槽接地板(L×W)輻射單元以及激發(fā)一種圓極化諧振模式。此外，一個(gè)矩形槽(L3×W3)和一個(gè)L型饋電枝節(jié)(L2×W2)作為微擾元素被蝕刻進(jìn)方形槽接地板中，以便對(duì)天線的軸比帶寬進(jìn)行調(diào)整。值得注意的是，連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)和方形槽接地板被分別蝕刻在FR4介質(zhì)的兩側(cè)。表1給出了所設(shè)計(jì)天線的最終優(yōu)化尺寸，其由ANSYS HFSS電磁分析軟件進(jìn)行計(jì)算。

圖1 天線的結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic of the proposed antenna

表1 天線的幾何參數(shù)

2 天線分析與討論

為了解釋縫隙槽圓極化天線陣的工作原理，圖2繪制了5種漸變?cè)O(shè)計(jì)的進(jìn)化模型。

圖2 5種漸變?cè)O(shè)計(jì)的進(jìn)化模型Fig.2 Five antenna structures in the design process

天線1由一個(gè)加載4個(gè)矩形帶的連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)和一個(gè)蝕刻切角方形槽的接地板構(gòu)成。在天線1的基礎(chǔ)上，L型枝節(jié)被直接連接到矩形帶上來組成天線2的非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)。此外，4個(gè)L型枝節(jié)和矩形槽被分別蝕刻進(jìn)天線3和天線4的接地板中。

如圖3所示，在低頻處天線1的回波損耗(|S11|)較好，而其軸比帶寬較差。當(dāng)4個(gè)非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)被引進(jìn)天線2時(shí)，盡管天線2的軸比帶寬得到顯著改善，但其帶寬較窄無法滿足應(yīng)用需求。為了進(jìn)一步增加天線的軸比帶寬，4個(gè)L型枝節(jié)被插入到天線3的接地板中?？梢钥吹教炀€3的回波損耗無明顯的變化，但其軸比帶寬在高頻處顯著改善。此外，為了減小高頻的回波損耗值，4個(gè)矩形槽作為匹配調(diào)諧元素被蝕刻進(jìn)天線4中。

(a) 回波損耗曲線

仿真結(jié)果表明，非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)主要影響天線的軸比帶寬，而蝕刻進(jìn)接地板的矩形槽主要對(duì)高頻的回波損耗起作用。其原因是這些枝節(jié)和縫隙槽的引入可以增加接地板中的電流路徑，進(jìn)而導(dǎo)致軸比諧振點(diǎn)從高頻向低頻偏移。最后利用這些枝節(jié)和縫隙槽作為微擾元素，設(shè)計(jì)的圓極化天線陣可以得到88.1%(1.65～4.25 GHz) 3 dB軸比帶寬和87.3%(2.0～5.1 GHz) 10 dB回波損耗。

本文提出的縫隙槽圓極化天線陣與已報(bào)道的圓極化天線陣列的比較如表2所示，數(shù)據(jù)表明設(shè)計(jì)的縫隙槽圓極化天線陣有更優(yōu)異的圓極化輻射性能。

表2 設(shè)計(jì)天線與已報(bào)道天線的對(duì)比

(a) 天線饋電網(wǎng)絡(luò)

圖5和圖6展現(xiàn)了縫隙槽天線陣尺寸對(duì)其回波損耗和軸比帶寬的影響。通過參數(shù)掃描計(jì)算的方式對(duì)三角形貼片 (W1)、L型枝節(jié) (L2)、矩形縫隙槽 (L3)以及非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)(L5)的不同尺寸進(jìn)行了計(jì)算?？梢钥闯觯切钨N片和L型枝節(jié)的尺寸變化對(duì)回波損耗的影響不大，對(duì)軸比帶寬有輕微的影響。然而，由于電流路徑發(fā)生變化，矩形縫隙槽的尺寸變化對(duì)高頻的回波損耗和軸比帶寬有顯著的影響。此外，值得注意的是，非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)作為驅(qū)動(dòng)元素對(duì)全頻段的回波損耗和軸比帶寬有巨大的影響。當(dāng)尺寸設(shè)計(jì)參數(shù)W1=8 mm,L2=8 mm,L3=5 mm,L5=12 mm時(shí)，縫隙槽天線陣的圓極化性能最優(yōu)。

為了揭示縫隙槽圓極化天線陣的帶寬增加機(jī)制，利用ANSYS HFSS電磁分析軟件對(duì)天線的表面電流分布進(jìn)行了仿真。圖7和圖8分別為在2.65 GHz 和3.9 GHz仿真的矢量表面電流分布。非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)的主要表面電流分量用J1,J2,J3,J4表示，而矩形槽和L型枝節(jié)分別用J5,J6,J7,J8表征。在頻率2.65 GHz處,非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)的表面電流分量遠(yuǎn)大于矩形槽和L型枝節(jié)上的表面電流分量，因此矩形槽和L型枝節(jié)上的表面電流分量可以忽略不計(jì)。然而在頻率3.9 GHz處，非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)的表面電流分量相互抵消。這意味著矩形槽和L型枝節(jié)上的表面電流分量不可忽略，矩形槽和L型枝節(jié)是主要的輻射元素。如圖8所示，當(dāng)phi=0°時(shí)，垂直方向的表面電流彼此抵消，而水平方向的表面電流沿同一方向分布；當(dāng)phi=90°時(shí)，情形正好相反；此外，總的表面電流方向在phi=0°和phi=180°,phi=90°和phi=270°是相反的。

在頻率2.65 GHz處，總的表面電流開始隨著不同的相位(0°,90°,180°,270°) 逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，這意味著天線陣在頻率2.65 GHz能夠輻射右手圓極化波。但是，不管phi=0°,90°,180°,270°，在頻率3.9 GHz處非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)上的表面電流分量均互相抵消，這意味著在頻率3.9 GHz處非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)不參與輻射電磁波，而矩形槽和L型枝節(jié)主要參與輻射電磁波。如圖8 (b)所示，頻率3.9 GHz處，在矩形槽和L型枝節(jié)上總的表面電流開始隨著不同的角度 (0°,90°,180°,270°) 逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，因此該天線陣在頻率3.9 GHz也能夠輻射右手圓極化波。上述分析結(jié)果與圖2中的漸變?cè)O(shè)計(jì)結(jié)果有良好的一致性。因此，可以得出結(jié)論，縫隙槽天線陣的低頻圓極化性能主要受非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)的影響，而高頻圓極化性能主要受矩形槽和L型枝節(jié)的影響。

(a) W1

(a) W1

(a) 0°

(a) 0°

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證仿真結(jié)果的準(zhǔn)確性，一個(gè)優(yōu)化的縫隙槽天線陣列模型被制造、焊接和測(cè)量。隨頻率變化的仿真和測(cè)試的回波損耗和軸比帶寬被分別如圖9(a)和圖9(b)所示。圖中，仿真和測(cè)試的10 dB回波損耗分別是87.3%(2.0～5.1 GHz)和88.6%(1.96～5.08 GHz)，而3 dB 軸比帶寬分別是88.1%(1.65～4.25 GHz)和81.3%(1.75～4.15 GHz)。需要指出的是，受制于不完美的匹配和不完善的工藝水平，仿真結(jié)果和測(cè)試結(jié)果有輕微的不一致。這種不一致可能由于實(shí)際焊接的連接器并未在仿真模型中體現(xiàn)。為了消除誤差，建議以后設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)連接器與天線模型進(jìn)行一體化仿真。

(a) 回波損耗曲線

測(cè)試和模擬的邊射增益以及縫隙槽圓極化天線陣的測(cè)試照片如圖10所示。測(cè)試的峰值增益在2.6 GHz處，其值為10.8 dBi。 此外，縫隙槽圓極化天線陣在不同頻率點(diǎn)(2.65、3.25、3.90 GHz)的仿真和測(cè)試的歸一化輻射方向圖如圖11～圖13所示。

(a) 增益曲線

由圖11～圖13可以看出，天線陣能夠在2.65、3.25和3.90 GHz三個(gè)頻點(diǎn)處輻射右手圓極化波，且仿真和測(cè)試結(jié)果吻合較好。

(a) 0° (b) 90°圖11 仿真和測(cè)試的歸一化輻射方向圖(2.65 GHz)Fig.11 Simulated and measured antenna radiation patterns (2.65 GHz)

(a) 0° (b) 90°圖12 仿真和測(cè)試的歸一化輻射方向圖(3.25 GHz)Fig.12 Simulated and measured antenna radiation patterns (3.25 GHz)

(a) 0° (b) 90°圖13 仿真和測(cè)試的歸一化輻射方向圖(3.90 GHz)Fig.13 Simulated and measured antenna radiation patterns(3.90 GHz)

4 結(jié)束語

本文提出了一款新型寬頻帶2×2方形縫隙槽圓極化天線陣。該天線陣主要包括一個(gè)連續(xù)旋轉(zhuǎn)饋電結(jié)構(gòu)、4個(gè)非對(duì)稱U型饋電枝節(jié)和一個(gè)方形槽接地板。這個(gè)方形槽接地板由4個(gè)切角方形槽、4個(gè)矩形槽以及4個(gè)L型枝節(jié)組成。與傳統(tǒng)圓極化天線陣所采用的L型饋電枝節(jié)不同，本文首次提出了一種新型非對(duì)稱U形饋電枝節(jié)來改善天線的圓極化性能。利用這些枝節(jié)和縫隙槽作為微擾元素，縫隙槽天線陣可以激發(fā)多重圓極化諧振模式，進(jìn)而產(chǎn)生寬頻帶圓極化輻射。測(cè)量結(jié)果表明，小于3 dB的軸比帶寬為81.3%(1.75～4.15 GHz)且小于10 dB的回波損耗達(dá)到88.6%(1.96～5.08 GHz)。此天線陣具有寬頻帶特性，在WLAN(2.4～2.48 GHz)和WiBro(2.3～2.39 GHz)等無線通信系統(tǒng)中有潛在的應(yīng)用前景。