SPWM技術(shù)中頻逆變電源的載波研究與測(cè)試

朱學(xué)森，胡 輝，黃 浩，牛建輝

(北華航天工業(yè)學(xué)院，河北 廊坊 065000)

0 引言

正弦脈寬調(diào)制是在PWM的基礎(chǔ)上改變調(diào)制脈沖的方式，脈沖寬度時(shí)間占空比按正弦波規(guī)率排列，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)隔離電路，在給信號(hào)提高驅(qū)動(dòng)能力的基礎(chǔ)上又隔離了輸出與控制電路，有效保證了控制電路的安全性，再經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)管的全橋逆變電路輸出具有帶載能力的PWM脈沖信號(hào)，這樣輸出的波形經(jīng)過(guò)合適的濾波電路就可以得到有帶載能力的正弦波[1-2]。

SPWM波形的生成采用異步雙極性調(diào)制，載波選用三角波信號(hào)，載波頻率100 kHz，輸出正弦500 Hz，輸出電流0～2 A，輸出電壓30 V，此時(shí)載波比N=200。

1 三相電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)

三相正弦電源由DC電源模塊、逆變MOS管電路、STM32核心控制、信號(hào)隔離驅(qū)動(dòng)電路、LC濾波電路等組成[1]，整體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 三相正弦系統(tǒng)

用STM32高級(jí)定時(shí)器TIM1產(chǎn)生正弦脈沖調(diào)制信號(hào)(SPWM)，經(jīng)光耦隔離驅(qū)動(dòng)電路提高SPWM波的驅(qū)動(dòng)能力，6路SPWM信號(hào)發(fā)送給6個(gè)MOS管，通過(guò)MOS管的開(kāi)關(guān)作用將直流電轉(zhuǎn)換成交流電。

開(kāi)關(guān)管選用IRFS3607，最大輸出電流80 A，耐壓75 V。濾波電路鐵氧體磁環(huán)電感1 mH，磁環(huán)初始導(dǎo)磁率為90，CBB電容3.3 uF，理論截止頻率2.77 kHz。

2 軟件程序設(shè)計(jì)

筆者采用STM32F407做主控制器，此處主要介紹SPWM調(diào)制波形的生成方法。使用STM32的高級(jí)定時(shí)器TIM1做3路互補(bǔ)輸出PWM，計(jì)數(shù)方式采用中心對(duì)齊方式，開(kāi)啟中斷；在程序中斷回調(diào)函數(shù)中，做正弦波數(shù)據(jù)與三角波的調(diào)制比較值的更改，即改變每個(gè)輸出脈沖波形的占空比按正弦波變化的規(guī)律變化。載波頻率即PWM輸出頻率。

調(diào)制方法選用異步單極性調(diào)制，保持載波頻率不變，改變調(diào)制波頻率，實(shí)際在單片機(jī)程序中體現(xiàn)為改變載波比N的值。載波比N值不能太小，因?yàn)檩d波比N值決定了一個(gè)調(diào)制周期內(nèi)脈沖的個(gè)數(shù)，如果N值小，那么脈沖數(shù)就小，輸出SPWM波形的脈沖不對(duì)稱性就會(huì)增大[3-4]。

3 輸出測(cè)試系統(tǒng)

波形檢測(cè)采用TELEDYNE公司的HDO9000四通道示波器，功率輸出采用橫河電機(jī)WT333數(shù)字功率。WT333數(shù)字功率計(jì)基本精度為讀數(shù)的0.1%，可測(cè)量三相電源相電壓、線電壓、線電流、諧波失真率THD等。直流供電源采用漢晟HSPY-120-93直流電源，輸出電壓電流可調(diào)。

負(fù)載采用0～100 Ω可變電阻器，并采用星形連接。本系統(tǒng)借助WT333測(cè)量輸出電壓電流變化，并記錄諧波失真率THD值、示波器觀測(cè)波形輸出、當(dāng)前頻率值與任意兩相的相位差。100 kHz載波下的數(shù)據(jù)如表1所示，可以觀察到示波器在電流1.4 A時(shí)的波形變化。

表1 100 kHz載波電壓電流數(shù)據(jù)

由表1可以看到，當(dāng)電流變大時(shí)，輸出波形出現(xiàn)明顯變化，輸出電壓降低，輸出波形紋波變大，諧波失真率THD變大。基于此現(xiàn)象，筆者提出以下問(wèn)題：是什么影響輸出波形的失真與輸出電壓的降低？

猜測(cè)一：LC濾波器截止頻率太低，影響了濾波性能，筆者嘗試進(jìn)行如下實(shí)驗(yàn)測(cè)試。

將電感參數(shù)換為耐流值5 A，1 mH，電容換為1 uF，此時(shí)，將理論截止頻率5.03 kHz再次做通電測(cè)試。載波100 kHz改善后的電壓電流如表2所示。

表2 100 kHz 改善濾波后的電壓電流

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，波形失真有一定改善，但是在壓降電流增大時(shí)壓降更明顯，且輸出紋波變大。這說(shuō)明截止頻率設(shè)高之后濾波不完全。

猜測(cè)二：載波頻率太大，當(dāng)電流增大時(shí)帶給開(kāi)關(guān)管器件的負(fù)擔(dān)變大，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管器件不能正常工作。

實(shí)驗(yàn)人員需要測(cè)量輸出電流為200 mA時(shí)的濾波前波形和輸出電流為1.4 A時(shí)的濾波前波形。輸出電流為1.4 A時(shí)的濾波前波形如圖2所示，MOS管輸出波形無(wú)明顯失真，輸出載波頻率在MOS管開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)。

圖2 輸出電流為1.4 A時(shí)的濾波前波形

猜測(cè)三：載波頻率太大，當(dāng)電流增大時(shí)，電感的磁通量不足，使得電感L上的分壓變大，導(dǎo)致濾波效果不好。

實(shí)驗(yàn)人員將載波調(diào)小到21 kHz，并觀察LC濾波后的輸出波形，主要觀察輸出電流為1.4 A時(shí)的載波波形。21 kHz載波輸出時(shí)的電壓、電流數(shù)據(jù)如表3所示。

表3 21 kHz載波輸出電壓電流

輸出載波為21 kHz，輸出電流為1.4 A時(shí)的輸出波形如圖3所示，濾波波形得到明顯優(yōu)化，但是輸出波形平滑度不夠，還有一些毛刺。

從圖2、圖3可以看到，在開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí)，會(huì)對(duì)另一個(gè)MOS管進(jìn)行干擾毛刺，當(dāng)電流增大時(shí)毛刺增大，這時(shí)需要在開(kāi)關(guān)管DS極之間加入RCD吸收電路。并且，從上述實(shí)驗(yàn)中能得到電感L的磁通量不足的問(wèn)題[5]。

圖3 輸出載波為21 kHz，輸出電流為1.4 A時(shí)的濾波后波形

圖4 三相開(kāi)環(huán)逆變仿真

在Slimlink中進(jìn)行LC濾波輸出波形，獲得的FFT分析結(jié)果如圖5所示。

圖5 SimlinkFFT仿真

重新選取LC濾波參數(shù)之后，得到的THD值為0.56%。

4 測(cè)試結(jié)果討論

載波頻率不能直接影響輸出電流能力，而是載波頻率過(guò)高會(huì)使開(kāi)關(guān)管負(fù)擔(dān)變大。當(dāng)載波頻率過(guò)高，沒(méi)有負(fù)載電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管輸出壓力小，能正常工作；當(dāng)負(fù)載電流增大時(shí)，開(kāi)關(guān)的尖峰脈沖也會(huì)增大，會(huì)縮短開(kāi)關(guān)管的使用壽命，同時(shí)電感上的分壓和相移也會(huì)增大，影響輸出波形，并且當(dāng)電流增大時(shí)，開(kāi)關(guān)管相互間的影響毛刺也會(huì)變大，這些毛刺會(huì)影響輸出的波形，甚至損壞開(kāi)關(guān)管，縮短其使用壽命。所以，測(cè)試人員需要加入RCD吸收電路改善這種情況[9]。

此外，在測(cè)試波形問(wèn)題時(shí)，當(dāng)把載波頻率調(diào)小，保持調(diào)制波頻率不變時(shí)，輸出的三相正弦波形的相位差會(huì)改變，不再是標(biāo)準(zhǔn)的120°。通過(guò)查閱資料與多次反復(fù)調(diào)整載波頻率得出結(jié)論：載波頻率增大時(shí)，通過(guò)LC感性負(fù)載的相移影響會(huì)減小。

在測(cè)試過(guò)程中，載波頻率繼續(xù)減小，輸出波形不會(huì)持續(xù)優(yōu)化，當(dāng)載波比N小于30時(shí)，輸出波形會(huì)出現(xiàn)波紋，毛刺也會(huì)變多。

5 結(jié)語(yǔ)

載波頻率高可以使輸出波形在LC濾波之后的相移影響變小，同時(shí)載波頻率的值受到電感磁通量的限制，高載波頻率需要大磁通量線圈支持，這樣濾波器的體積就會(huì)變得很大，不符合逆變電源輕量化趨勢(shì)。

筆者在系統(tǒng)調(diào)試時(shí)發(fā)現(xiàn)，只要輸出電流增大，輸出濾波后的正弦電壓必然會(huì)發(fā)生一定程度的下降，即電感的阻抗損耗。針對(duì)這樣的情況，后續(xù)使用時(shí)，技術(shù)人員可以加入閉環(huán)反饋系統(tǒng)，保證輸出的穩(wěn)定性。