基于二極管-電容倍壓單元的DC-DC升壓變換器

榮德生，董浩然，呂培賢，孫瑄瑨，韓少鵬

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,葫蘆島 125105）

以無污染、可再生、資源豐富和高能量效率為優(yōu)點的光伏發(fā)電、風(fēng)能發(fā)電和燃料電池等清潔能源已經(jīng)成為各國未來發(fā)展的重中之重，但將這些能源轉(zhuǎn)化的電能并入電網(wǎng)的過程中存在一些問題需要解決。無論是光伏發(fā)電還是風(fēng)能發(fā)電，輸出電壓一般在25～45 V 之間，而并網(wǎng)逆變器的直流電壓一般選擇為380 V 左右，所以，需要一個能實現(xiàn)高增益的直流變換器，將這些新能源發(fā)電的輸出電壓升高。近年來，隨著《新能源發(fā)展戰(zhàn)略行動規(guī)劃》的實施，應(yīng)用于新能源發(fā)電前級的具有高增益的DC-DC變換器已經(jīng)成為研究熱點問題之一，并且對DC-DC變換器提出了更高的要求。而傳統(tǒng)的Boost 變換器由于存在升壓能力有限、開關(guān)器件電壓應(yīng)力高等問題，現(xiàn)實中不能滿足更高的需求。

理論上，DC-DC 升壓轉(zhuǎn)換器可以在極高的占空比下實現(xiàn)較高的升壓電壓增益[1-2]。然而實際上，由于電源開關(guān)、整流二極管以及電感和電容的等效串聯(lián)電阻ESR（equivalent series resistance）的影響，升壓型變換器的電壓增益受到限制，而且極高的占空比將導(dǎo)致嚴(yán)重的反向恢復(fù)問題。目前已經(jīng)提出了許多拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在沒有極高占空比的情況下依然能提供高的電壓增益[2-6]。DC-DC Flyback 變換器的結(jié)構(gòu)簡單，具有較高的電壓增益和電氣隔離度，但由于變壓器的漏感存在，該變換器的開關(guān)管將承受較高的電壓應(yīng)力。為了回收漏感的能量并使開關(guān)管上的電壓應(yīng)力減小化，文獻(xiàn)[7-9]提出了能量再生技術(shù)來鉗制開關(guān)管上的電壓應(yīng)力并且回收漏感能量。耦合電感技術(shù)為實現(xiàn)高電壓增益，開關(guān)管的低電壓應(yīng)力以及高效率提供了解決方案，而且還不會導(dǎo)致高占空比的損失。文獻(xiàn)[10-14]對無變壓器DC-DC 變換器進(jìn)行了一些研究，其中包括級聯(lián)升壓型即二次升壓類型，以及與開關(guān)電容技術(shù)組合的升壓類型變換器。但是，這些類型的拓?fù)涠即嬖谏龎耗芰Σ蛔愕膯栴}。

本文采用二極管-電容倍壓單元提出了一種新型高增益升壓變換器，在沒有極高占空比的情況下實現(xiàn)了高增益，并且能有效降低開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力。采用磁集成技術(shù)將2 個電感集成在一個磁芯上，有效降低了電感電流紋波，減小了變換器的體積，增大了變換器工作在CCM 時的范圍。

1 變換器的拓?fù)?/h2>

傳統(tǒng)開關(guān)電感單元如圖1 所示，利用二極管開通和關(guān)斷控制2 個電感的并聯(lián)充電、串聯(lián)放電來實現(xiàn)電壓增益的提高?；陔姼胁⒙?lián)充電、串聯(lián)放電的思想，可以將開關(guān)電感單元的2 個二極管D1和D2換成開關(guān)管S1和S2，在電感放電的時候?qū)呻姼写?lián)在一個回路里，將二極管D3換成導(dǎo)線接在后級回路形成如圖2 所示的有源開關(guān)電感單元。利用開關(guān)管同時導(dǎo)通時電感并聯(lián)充電、同時關(guān)斷時電感串聯(lián)放電。傳統(tǒng)開關(guān)電感單元和有源開關(guān)電感單元都是利用電感作為儲能元件，可以考慮利用電容來代替電感作為儲能元件，基于這個思想并結(jié)合有源開關(guān)電感的優(yōu)勢，形成了如圖3 所示的新型單元。當(dāng)開關(guān)管同時導(dǎo)通時，電感L1和L2、電容C1和C2并聯(lián)起來利用電源充電，當(dāng)開關(guān)管同時關(guān)斷時，電感L1和L2、電容C1和C2與電源串聯(lián)起來放電?；诖藛卧c二極管-電容倍壓單元的組合，形成了如圖4 所示的拓?fù)洹?/p>

圖1 傳統(tǒng)開關(guān)電感單元Fig.1 Traditional switched-inductor unit

為了簡化分析過程，做以下假設(shè)：開關(guān)管和二極管均工作在理想工作狀態(tài)下，且不考慮寄生參數(shù)影響；電感L1和L2、電容C1和C2為同一規(guī)格，且L=L1=L2，C=C1=C2；2個電感的電流同時上升和下降，且采用正向耦合的方式，耦合互感為M。根據(jù)變換器中電感工作在一個周期內(nèi)儲存的能量是否完全釋放，可以將變換器的工作模式分為連續(xù)導(dǎo)電模式CCM（continuous conduction mode）和斷續(xù)導(dǎo)電模式DCM（discontinuous conduction mode）。開關(guān)管S1和S2采用同一種控制信號進(jìn)行控制。

2 變換器工作原理

2.1 連續(xù)導(dǎo)電模式

變換器不同開關(guān)模態(tài)的等效電路如圖5 所示，其工作波形如圖6 所示。在一個開關(guān)周期T 內(nèi)，變換器在CCM 下有2 種工作模態(tài)，等效電路如圖5（a）、（b）所示，工作波形如6（a）所示。

圖5 不同開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.5 Equivalent circuits in different switching modes

圖6 變換器工作波形Fig.6 Operating waveforms of the converter

在模態(tài)[t0，t1]期間，開關(guān)管S1和S2同時導(dǎo)通，二極管D1、D2和D4正向?qū)?，電感L1和L2并聯(lián)儲能，輸入電源分別通過D1和D2給電容C1和C2充電，同時電容C3通過二極管D4、電容C1、開關(guān)管S1、輸入電源、開關(guān)管S2和電容C2回路對電容C4充電，電容Cf給負(fù)載供電，二極管D0和D3截止。電路等效電路如圖5（a）所示，該模態(tài)下的電壓方程為

式中：Uin為輸入電壓；UC1、UC2、UC3、UC4分別為電容C1、C2、C3、C4的電壓；iL1和iL2分別為電感L1和L2的電流。

在模態(tài)[t1，t2]期間，開關(guān)管S1和S2同時關(guān)斷，二極管D0和D3正向?qū)?，電感L1和L2串聯(lián)釋放能量，電感電流iL1和iL2線性下降。輸入電源、L1、L2、C1和C2串聯(lián)起來對電容C3供電，輸入電源、L1、L2、C1、C2和C4串聯(lián)起來對電容Cf和負(fù)載充電；二極管D1、D2和D4截止。電路等效電路如圖5（b）所示，該模態(tài)下的電壓方程為

式中，Uo為輸出電壓。

由式（1）和式（2）得

2.2 斷續(xù)導(dǎo)電模式

在一個開關(guān)周期T 內(nèi)，DCM 下變換器包含2 種工作模態(tài)，該變換器主要工作波形如圖6（b）所示。

在模態(tài)[t0，t1]期間，此過程的工作模態(tài)跟連續(xù)導(dǎo)電模式時[t0，t1]工作模態(tài)是相同的，電路電流模態(tài)如圖5（a）所示，在這一個期間內(nèi)流過二極管D1和D4的電流平均值分別為ID1和ID4。此過程電感電流的最大值為

式中，iLP和iL1P、iL2P分別為電感電流峰值和電感L1、L2的電流峰值。

在模態(tài)[t1，t2]期間，此過程的工作模態(tài)跟連續(xù)導(dǎo)電模式時[t1，t2]工作模態(tài)是相同的，在這一個期間內(nèi)流過二極管D0和D3的電流平均值分別為ID0和ID3。電路電流模態(tài)如圖5（b）所示，可以得到電感L1和L2的電流峰值為

式中，D2T 為電感電流下降至0 的時間。

在模態(tài)[t2，t3]期間，等效電路如圖5（c），電感儲能為0，電容Cf向負(fù)載供電。

根據(jù)式（5）和式（6）可得

假設(shè)在一個周期內(nèi)電容儲存的電荷變化量為ΔQ，電容電壓變化為ΔUC，可以列出其電荷變化量與電容電壓變化量之間的對應(yīng)關(guān)系。根據(jù)電荷守恒定理得

式中，Io為輸出電流。

在開關(guān)管關(guān)斷期間電容C4和二極管D0串聯(lián)，所以流過兩者的電荷量相等，即

由電荷守恒和電容安秒平衡原理可得，在一個周期內(nèi)電容儲存和釋放的電荷代數(shù)和為0，所以電容發(fā)電的電荷量等于充電的電荷量，即

則有

由式（8）～式（11）得

式中：f 為開關(guān)頻率；R 為負(fù)載。

由式（7）得

由式（13）得

結(jié)合式（4）和式（14），可得變換器的電壓增益為

2.3 器件的電壓應(yīng)力

當(dāng)開關(guān)管S1和S2同時開通時，開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為0。當(dāng)開關(guān)管S1和S2同時關(guān)斷時，開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為

根據(jù)式（1）～式（3），化簡式（16），得US1=US2=

二極管D1和D2在開關(guān)管S1和S2同時開通時，承受的電壓應(yīng)力為0。在S1和S2關(guān)斷時承受的電壓應(yīng)力為

根據(jù)式（1）～式（3），化簡式（17），得UD1=UD2=

二極管D3在開關(guān)管S1和S2同時關(guān)斷時，電壓應(yīng)力等于0。在S1和S2同時開通時，電壓應(yīng)力應(yīng)為

二極管D4在開關(guān)管S1和S2同時開通時，電壓應(yīng)力等于0。關(guān)斷時的電壓應(yīng)力為

二極管D0開關(guān)管S1和S2同時關(guān)斷時，電壓應(yīng)力等于0。在S1和S2同時開通時，電壓應(yīng)力應(yīng)為

由此說明二極管電壓應(yīng)力均小于輸出端電壓，利于開關(guān)器件的使用。

2.4 電感電流紋波

由式（1）可以求出工作在CCM 下電感集成和未集成時電流紋波ΔiL和分別為

用ε 表示集成后電感電流紋波與未集成電感電流紋波的倍數(shù)，則有

根據(jù)式（23）可知，紋波倍數(shù)與耦合系數(shù)有關(guān)。ε與耦合系數(shù)關(guān)系如圖7 所示，可見，當(dāng)K 取值接近1 時，ε 取值最小，是獨立電感的一半。

圖7 輸入電感電流紋波倍數(shù)與耦合系數(shù)關(guān)系曲線Fig.7 Curve of relationship between input inductor current ripple and coupling ratio

2.5 與其他變換器比較

表1 為所提出變換器與傳統(tǒng)Boost 變換器、加開關(guān)電感的Boost 變換器以及加有源開關(guān)電感單元的Boost 變換器工作在CCM 時工作性能的比較。

表1 性能比較Tab.1 Performance comparison

由表1 可以看出，本文所提變換器無論在電壓增益、開關(guān)管電壓應(yīng)力、二極管最大電壓應(yīng)力方面都具有優(yōu)勢。

3 參數(shù)設(shè)計

3.1 斷續(xù)導(dǎo)電和連續(xù)導(dǎo)電的邊界條件

變換器工作在邊界條件下，根據(jù)式（15）可得

式中，A1為邊界導(dǎo)電狀態(tài)下的電感時間常數(shù)。當(dāng)A＞A1時，變換器工作在CCM 下；當(dāng)A=A1時，變換器工作在邊界狀態(tài)下；當(dāng)A＜A1時，變換器工作在DCM 下。

3.2 電感參數(shù)設(shè)計

變換器工作模式的邊界條件如圖8 所示。因經(jīng)常要求變換器工作在連續(xù)狀態(tài)，所以設(shè)計電路時電感必須滿足一定條件，即

圖8 變換器的邊界條件Fig.8 Boundary condition of the converter

當(dāng)電感小于Lmin時變換器工作在斷續(xù)模式，當(dāng)電感大于Lmin時變換器工作在連續(xù)模式。在確定變換器的電感取值時，應(yīng)綜合考慮變換器的工作模式、電感電流紋波以及變換器的動態(tài)響應(yīng)速度。

3.3 耦合電感參數(shù)和磁件設(shè)計

根據(jù)第2.4 節(jié)可知，電感電流紋波和耦合系數(shù)K 呈反比關(guān)系，當(dāng)2 個電感完全正向耦合時，電感電流紋波最小。為了減小線圈漏感和避免磁芯飽和，采取的措施如下：

（1）采用具有較高磁阻的鐵粉芯材質(zhì)的環(huán)型磁芯結(jié)構(gòu)；

（2）在纏繞線圈時要緊密且分布均勻；

（3）引出的線成直角緊貼架壁；

（4）在滿足耐壓的前提下減少絕緣層。

3.4 電容參數(shù)設(shè)計

根據(jù)第3.2 節(jié)分析，得

化簡式（27）得

儲能電容在變換器中起著直流恒壓源的作用，電容電壓紋波必須設(shè)計在一個合理的范圍內(nèi)。將儲能電容電壓波動設(shè)置為電壓平均值的10%，輸出濾波電容電壓波動設(shè)計為輸出電壓的1%。則當(dāng)輸出功率Po=132 W、輸出電流Io=1 A、輸出電壓為132 V、開關(guān)頻率為100 kHz 時，有

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

為了驗證以上理論分析的正確性，用PISM 軟件搭建了仿真電路。參數(shù)設(shè)置為：Uin=12 V；工作在連續(xù)模式時L1=L2=50 μH，工作在斷續(xù)模式時L1=L2=6 μH；耦合系數(shù)K=0.96；電容C1=C2=C3=C4=47 μF，Cf=220 μF；負(fù)載電阻R=132 Ω；開關(guān)頻率f=100 kHz；占空比D=0.6。

輸出電壓仿真波形如圖9 所示。圖9（a）中，U11是基于有源開關(guān)電感的Boost 變換器運行在CCM 下的仿真電壓，其值約為48 V；Uo是本文所提變換器運行在CCM 下的仿真輸出電壓，其值約為131.2 V。在仿真參數(shù)下根據(jù)式（4）求得的輸出電壓為132 V，可見輸出電壓仿真值近似等于其理論值。比較可以看出，本文所提變換器的增益是基于有源開關(guān)電感的Boost 變換器的2.75 倍。圖9（b）是變換器運行在DCM 下的輸出電壓仿真波形，其電壓約為140 V，在仿真參數(shù)下根據(jù)式（4）求得的輸出電壓為140.927 V，可見輸出電壓仿真值近似等于其理論值。

圖9 輸出電壓仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of output voltage

圖10 為變換器工作在連續(xù)狀態(tài)和斷續(xù)狀態(tài)時電感電流的仿真波形，此時電感L1=L2=6 μH，A＜A1，證明了理論分析的正確性。

圖10 電感電流仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of inductor current

集成和未集成的電感電流仿真波形如圖11 所示。圖11（a）是工作在連續(xù)狀態(tài)的獨立電感電流波形，可得電流紋波iL=5.658 7-4.245 8=1.142 9 A；圖11（b）是工作在連續(xù)狀態(tài)的耦合電感（耦合系數(shù)是0.96）電流波形，可得iL=5.324 6-4.594=0.730 6 A。由此可得，當(dāng)耦合系數(shù)取值接近1 時，電感電流紋波將較少為原來的一半。

圖11 集成和未集成的電感電流仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of coupled inductor current and independent inductor current

圖12 是電容C3和電容C4的電壓仿真波形。圖13 是變換器開關(guān)管電壓應(yīng)力與輸出電壓的仿真波形，可以看出開關(guān)管的電壓應(yīng)力非常小。輸入電流仿真波形如圖14 所示。圖14（a）中，因為在開關(guān)管同時導(dǎo)通時，電源直接給電容C1和C2充電，造成很大的沖擊電流，可以在電容充電的回路上串聯(lián)一個小電感，利用串聯(lián)諧振來抑制沖擊電流；圖14（b）是改善后的輸入電流波形，可以看出電流沖擊明顯減弱?？梢娎碚摲治鍪钦_的。

圖12 電容電壓仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of capacitor voltage

圖13 開關(guān)管的電壓應(yīng)力和輸出電壓仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of voltage stress on switching tube and output voltage

圖14 輸入電流仿真波形Fig.14 Simulation waveforms of input current

4.2 實驗驗證

在實驗室搭建了一臺功率為132 W 的實驗樣機(jī)，如圖15 所示。參數(shù)設(shè)置為：Uin=12 V，耦合系數(shù)K=0.96，負(fù)載電阻R=132 Ω，開關(guān)頻率f=100 kHz，占空比D=0.6，電感和電容參數(shù)如表2 所示。

表2 電感和電容的參數(shù)Tab.2 Parameters of inductances and capacitors

圖15 樣機(jī)實驗平臺Fig.15 Experimental platform for prototype

圖16 是輸出電壓實驗波形，輸出電壓為132 V。圖17 開關(guān)管的電壓應(yīng)力實驗波形，其值約為30 V。圖18 是獨立電感電流的實驗波形。紋波值約為1.4 A。圖19 是耦合電感電流實驗波形，紋波值為0.7 A。

圖16 變換器輸出電壓的實驗波形Fig.16 Experimental waveform of output voltage from the converter

圖17 開關(guān)管電壓應(yīng)力的實驗波形Fig.17 Experimental waveform of voltage stress on switching tube

比較圖18 和圖19 可見，電感經(jīng)過集成后，選擇合適的耦合系數(shù)，電感電流紋波減少近一半。

圖18 獨立電感電流實驗波形Fig.18 Experimental waveform of independent inductor current

圖19 耦合電感電流實驗波形Fig.19 Experimental waveform of coupled inductor current

綜上，仿真和實驗驗證了理論分析的正確性。

圖20 為在輸入電壓和輸出電壓都保持不變的情況下，改變負(fù)載的電阻測得的變換器輸出功率與效率的關(guān)系曲線。從圖中可以看出，效率最大為93.1%，在后續(xù)研究中可以利用軟開關(guān)技術(shù)降低開關(guān)管的損耗，提高效率。

圖20 效率曲線Fig.20 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文采用二極管-電容倍壓單元提出了一種基于二極管-電容倍壓單元的DC-DC 升壓變換器，經(jīng)上述分析和實驗驗證，該變換器具有以下優(yōu)點：

（1）實現(xiàn)了變換器的高增益輸出，電壓增益是傳統(tǒng)Boost 變換器的（5-D）倍；

（2）開關(guān)器件電壓應(yīng)力減??；

（3）電感電流紋波減小，是獨立電感電流紋波的一半。

綜上所述，該變換器可以應(yīng)用在新能源并網(wǎng)發(fā)電方面，滿足其升壓的需要，且器件的使用壽命因較低的電感電流紋波和電壓應(yīng)力而得到了延長。