移相全橋變換器拓?fù)溲芯?/h1>
2021-11-24 05:50:10馬季軍吉裕暉吳奇松
科技創(chuàng)新與應(yīng)用 2021年32期
解 冀，馬季軍，吉裕暉，張 釗，吳奇松
（中國航天科技集團有限公司 上?？臻g電源研究所，上海 201100）
移相全橋軟開關(guān)技術(shù)廣泛應(yīng)用于中大功率場合的直流變換器中，它利用開關(guān)管的寄生電容和高頻變壓器的漏電感或諧振電感作為諧振元件，使全橋變換器的開關(guān)管在零電壓下導(dǎo)通，在緩沖電容作用下零電壓關(guān)斷，從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率和效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，還保持了常規(guī)的全橋電路中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制方式簡易、開關(guān)頻率恒定、元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點。
但是，傳統(tǒng)的移相全橋變換器存在著一些問題，如滯后橋臂軟開關(guān)難以實現(xiàn)、副邊占空比丟失、整流二極管的電壓振蕩等。本文將對移相全橋變換器存在的上述問題的本質(zhì)進行分析，了解問題產(chǎn)生的機理，然后介紹四種相應(yīng)的解決方案，并對方案中提出的改進拓?fù)溥M行簡要分析。
1 移相全橋變換器問題分析
移相全橋ZVS 變換器基本拓?fù)浼爸饕ㄐ稳鐖D1所示。其中Q1～Q4為四個開關(guān)管，DQ1～DQ4為四個開關(guān)管的寄生二極管，C1～C4為四個開關(guān)管的寄生電容或者外部電容。Lr為諧振電感，T為變壓器，D1～D4為變壓器副邊四個整流二極管，L0和C0為輸出LC濾波電感和濾波電容。一般稱Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。移相全橋軟開關(guān)就是通過諧振電感和開關(guān)管寄生電容諧振來實現(xiàn)的。
圖1 移相全橋ZVS 變換器拓?fù)浼爸饕ㄐ?/p>
1.1 滯后橋臂ZVS 難以實現(xiàn)
移相全橋電路實現(xiàn)ZVS，必須要有足夠的能量對開關(guān)管的寄生電容充放電，使并聯(lián)二極管導(dǎo)通，從而把開關(guān)管兩端的電壓鉗位至0。在超前橋臂諧振過程中，能量由諧振電感Lr與濾波電感L0共同提供，而濾波電感L0在此過程中類似恒流源，能量充足，所以超前橋臂實現(xiàn)ZVS 較容易。而在滯后橋臂諧振過程中，變壓器副邊短路，實現(xiàn)ZVS 的能量只是諧振電感Lr存儲的能量，且要滿足下式：
式中，I2為原邊電流，Clag為滯后橋臂寄生電容，CTR為變壓器原邊繞組寄生電容。諧振電感Lr值通常較小，它不足以提供充分的能量來滿足公式（1），所以滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 比較困難。
1.2 占空比丟失
移相全橋ZVS 變換器雖然可以實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓開關(guān)，但是為了實現(xiàn)軟開關(guān)，也要付出相應(yīng)的代價，即副邊占空比會出現(xiàn)丟失。副邊占空比丟失是移相全橋ZVS 變換器中非常重要的現(xiàn)象[1]。變壓器原邊電流要換向時，由于原邊電流太小，不足以提供負(fù)載電流，所以變壓器沒有耦合，使原邊存在電壓，但副邊電壓為零，即原邊建立的電壓沒有傳遞到負(fù)載上，相當(dāng)于丟失了一部分占空比，具體有：
式中，K為變壓器匝數(shù)比，Ts為開關(guān)周期。由上式可知若Lr過大會導(dǎo)致占空比丟失過大。若減小Lr，占空比丟失減小，但滯后臂ZVS 實現(xiàn)也變得困難?？梢钥闯?，若要實現(xiàn)ZVS，占空比的丟失是必然的，只能在保證實現(xiàn)ZVS 的條件下盡量減小占空比丟失。
1.3 整流二極管電壓振蕩
二極管存在寄生電容，當(dāng)整流二極管反向恢復(fù)時，它的寄生電容會與變壓器的漏感發(fā)生諧振，從而在整流二極管上產(chǎn)生電壓振蕩和尖峰電壓[2-3]，增加了整流二極管的開關(guān)應(yīng)力，如圖2 所示。尖峰電壓最大能夠達到二極管正常工作電壓的2 倍，從而使整流管損耗增大，嚴(yán)重影響整流管使用壽命。
圖2 副邊整流二極管電壓振蕩示意圖
2 改進拓?fù)?/h2>
為了解決上述問題，提高變換器的性能，下面將列舉四種改進的移相全橋DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
2.1 加入飽和電感
文獻[4]中提出了采用飽和電感的方法，在變壓器原邊用飽和電感代替諧振電感，如圖3 所示。
圖3 加入飽和電感的移相全橋變換器
飽和電感是一種磁滯回線矩形比較高，起始磁導(dǎo)率高，具有明顯磁飽和點的電感。Lr為加入的飽和電感，當(dāng)流經(jīng)電感的電流較小時，電感未飽和，繞組電感很大，相當(dāng)于開路；當(dāng)電流較大時，電感飽和，相當(dāng)于短路。在環(huán)流階段初期，原邊電流很大，飽和電感鐵芯處于飽和狀態(tài)，相當(dāng)于短路，當(dāng)電流瞬間降低至臨界值時，鐵芯處于未飽和狀態(tài)，此時飽和電感會使原邊電流線性下降并換流，原邊電流反向增加到固定值時，鐵芯將回到飽和狀態(tài)，使電流瞬間變大。
與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾?，電流換向時間減少了，且該拓?fù)淇稍谳^寬的負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)，同時減少了占空比丟失，但是這個方案會帶來飽和電感發(fā)熱嚴(yán)重、變換器安全可靠性下降的問題。
2.2 引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)
文獻[5]在傳統(tǒng)移相全橋拓?fù)涞幕A(chǔ)上引入無源輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，提出了一種寬范圍移相全橋變換器，主電路如圖4 所示，它在滯后橋臂增加了電感La、電容Ca1、Ca2和二極管Da1、Da2組成的諧振網(wǎng)絡(luò)。
圖4 引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器
其中，輔助二極管和電容不參與滯后橋臂的開通關(guān)斷過程，只為輔助電感建立最大電流ILa，在滯后橋臂開關(guān)過程中，輔助電感的電流ILa為流入或流出B點的最大電流，從而配合諧振電感為開關(guān)管寄生電容充放電，以實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)。該拓?fù)潆娐方Y(jié)構(gòu)比較簡單，可以明顯改善滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)的范圍，但是增加了滯后橋臂的導(dǎo)通損耗。
2.3 引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)
文獻[6]參考在傳統(tǒng)移相全橋電路的基礎(chǔ)上加入輔助LC 諧振電路[7]，并結(jié)合非對稱脈沖寬度調(diào)制（APWM）策略中的互補占空比調(diào)制策略[8]，提出了一種加入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器，其電路結(jié)構(gòu)如圖5 所示。
圖5 引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器
該拓?fù)渲校_關(guān)Q1/Q（3Q2/Q4）占空比對應(yīng)互補，Qa1、La1、Da1和Qa2、La2、Da2是引入的輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，Da與Db是引入的原邊鉗位二極管。在滯后橋臂開關(guān)過程中，與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾龋o助電感電流與諧振電感電流同時對開關(guān)管寄生電容充放電，即二者共同提供能量，從而解決了傳統(tǒng)拓?fù)溆捎谥C振電感Lr提供的能量較小致使滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)困難的問題。
由于占空比丟失問題與諧振電感的大小有關(guān)，諧振電感越大，占空比丟失越嚴(yán)重，而引入的輔助諧振網(wǎng)絡(luò)能夠保證變換器在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，所以在電路參數(shù)設(shè)計中，可以將諧振電感的取值設(shè)計很小，以減小占空比丟失。此外，引入的原邊鉗位二極管，能在整流二極管反向恢復(fù)階段將變壓器副邊電壓鉗位，從而消除了寄生振蕩問題。
然而，該拓?fù)渖形纯紤]原邊引入鉗位二極管后工作狀態(tài)不對稱，導(dǎo)致的變壓器直流偏磁問題，而且原邊引入的有源輔助諧振網(wǎng)絡(luò)增加了拓?fù)浼翱刂频膹?fù)雜程度。
2.4 副邊移相
文獻[9]通過加入CDD 能量回收復(fù)位電路[10]，采取副邊移相的調(diào)制策略，提出了一種高電壓增益的基于副邊移相的全橋變換器，其電路結(jié)構(gòu)如圖6 所示。
圖6 基于副邊移相的全橋變換器
該拓?fù)渲蠨R2與DR4是整流橋滯后臂二極管，引入了有源輔助網(wǎng)絡(luò)Qa1、Da1和Qa2、Da2代替整流橋超前臂二極管DR1與DR3，Cc、Dc、Dh為能量回收復(fù)位電路，Cf濾波電容，Lf為濾波電感，R為負(fù)載電阻。
與傳統(tǒng)移相全橋變換器相比，所有原邊開關(guān)管的工作狀態(tài)幾乎一致，所有開關(guān)管占空比為50%，沒有移相控制。但是原邊開關(guān)管的軟開關(guān)范圍仍存在限制，為了保證在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，需將死區(qū)時間控制引入副邊移相控制策略中。對于引入的有源輔助網(wǎng)絡(luò)中的開關(guān)管，均可實現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。
對于引入的CDD 能量回收復(fù)位電路，副邊開關(guān)管關(guān)斷期間，鉗位電容CC近似為電壓源，副邊電壓仍保持在VCc，不存在占空比丟失的問題，且副邊振蕩電壓表現(xiàn)為限幅抑制，消除了整流橋的寄生振蕩，從而提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率。
3 結(jié)束語
本文對傳統(tǒng)移相全橋變換器工作存在的問題進行了分析，并闡述了四種應(yīng)用不同方法的改進拓?fù)?，以上方案均可以使變換器滯后橋臂實現(xiàn)ZVS，且降低了副邊占空比的丟失。但是它們也存在各自的缺點，加入飽和電感，雖然使占空比損失和滯后臂零電壓開關(guān)難以實現(xiàn)的矛盾得到緩和，但是飽和電感發(fā)熱嚴(yán)重，拓?fù)浒踩院涂煽啃韵陆?；引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)的方案明顯增加了滯后橋臂的導(dǎo)通損耗；引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的方案使變換器性能更好，但增加了拓?fù)涞某杀竞万?qū)動的復(fù)雜程度；副邊移相不存在占空比丟失問題，副邊電壓振蕩也得到抑制，且能得到較大的電壓增益，但是為了在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS 需引入死區(qū)時間控制。隨著軟開關(guān)技術(shù)的不斷發(fā)展，一定會產(chǎn)生更多、更完善的電路拓?fù)洹?/p>
解 冀，馬季軍，吉裕暉，張 釗，吳奇松
（中國航天科技集團有限公司 上?？臻g電源研究所，上海 201100）
移相全橋軟開關(guān)技術(shù)廣泛應(yīng)用于中大功率場合的直流變換器中，它利用開關(guān)管的寄生電容和高頻變壓器的漏電感或諧振電感作為諧振元件，使全橋變換器的開關(guān)管在零電壓下導(dǎo)通，在緩沖電容作用下零電壓關(guān)斷，從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率和效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，還保持了常規(guī)的全橋電路中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制方式簡易、開關(guān)頻率恒定、元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點。
但是，傳統(tǒng)的移相全橋變換器存在著一些問題，如滯后橋臂軟開關(guān)難以實現(xiàn)、副邊占空比丟失、整流二極管的電壓振蕩等。本文將對移相全橋變換器存在的上述問題的本質(zhì)進行分析，了解問題產(chǎn)生的機理，然后介紹四種相應(yīng)的解決方案，并對方案中提出的改進拓?fù)溥M行簡要分析。
1 移相全橋變換器問題分析
移相全橋ZVS 變換器基本拓?fù)浼爸饕ㄐ稳鐖D1所示。其中Q1～Q4為四個開關(guān)管，DQ1～DQ4為四個開關(guān)管的寄生二極管，C1～C4為四個開關(guān)管的寄生電容或者外部電容。Lr為諧振電感，T為變壓器，D1～D4為變壓器副邊四個整流二極管，L0和C0為輸出LC濾波電感和濾波電容。一般稱Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。移相全橋軟開關(guān)就是通過諧振電感和開關(guān)管寄生電容諧振來實現(xiàn)的。
圖1 移相全橋ZVS 變換器拓?fù)浼爸饕ㄐ?/p>
1.1 滯后橋臂ZVS 難以實現(xiàn)
移相全橋電路實現(xiàn)ZVS，必須要有足夠的能量對開關(guān)管的寄生電容充放電，使并聯(lián)二極管導(dǎo)通，從而把開關(guān)管兩端的電壓鉗位至0。在超前橋臂諧振過程中，能量由諧振電感Lr與濾波電感L0共同提供，而濾波電感L0在此過程中類似恒流源，能量充足，所以超前橋臂實現(xiàn)ZVS 較容易。而在滯后橋臂諧振過程中，變壓器副邊短路，實現(xiàn)ZVS 的能量只是諧振電感Lr存儲的能量，且要滿足下式：
式中，I2為原邊電流，Clag為滯后橋臂寄生電容，CTR為變壓器原邊繞組寄生電容。諧振電感Lr值通常較小，它不足以提供充分的能量來滿足公式（1），所以滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 比較困難。
1.2 占空比丟失
移相全橋ZVS 變換器雖然可以實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓開關(guān)，但是為了實現(xiàn)軟開關(guān)，也要付出相應(yīng)的代價，即副邊占空比會出現(xiàn)丟失。副邊占空比丟失是移相全橋ZVS 變換器中非常重要的現(xiàn)象[1]。變壓器原邊電流要換向時，由于原邊電流太小，不足以提供負(fù)載電流，所以變壓器沒有耦合，使原邊存在電壓，但副邊電壓為零，即原邊建立的電壓沒有傳遞到負(fù)載上，相當(dāng)于丟失了一部分占空比，具體有：
式中，K為變壓器匝數(shù)比，Ts為開關(guān)周期。由上式可知若Lr過大會導(dǎo)致占空比丟失過大。若減小Lr，占空比丟失減小，但滯后臂ZVS 實現(xiàn)也變得困難?？梢钥闯?，若要實現(xiàn)ZVS，占空比的丟失是必然的，只能在保證實現(xiàn)ZVS 的條件下盡量減小占空比丟失。
1.3 整流二極管電壓振蕩
二極管存在寄生電容，當(dāng)整流二極管反向恢復(fù)時，它的寄生電容會與變壓器的漏感發(fā)生諧振，從而在整流二極管上產(chǎn)生電壓振蕩和尖峰電壓[2-3]，增加了整流二極管的開關(guān)應(yīng)力，如圖2 所示。尖峰電壓最大能夠達到二極管正常工作電壓的2 倍，從而使整流管損耗增大，嚴(yán)重影響整流管使用壽命。
圖2 副邊整流二極管電壓振蕩示意圖
2 改進拓?fù)?/h2>
為了解決上述問題，提高變換器的性能，下面將列舉四種改進的移相全橋DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
2.1 加入飽和電感
文獻[4]中提出了采用飽和電感的方法，在變壓器原邊用飽和電感代替諧振電感，如圖3 所示。
圖3 加入飽和電感的移相全橋變換器
飽和電感是一種磁滯回線矩形比較高，起始磁導(dǎo)率高，具有明顯磁飽和點的電感。Lr為加入的飽和電感，當(dāng)流經(jīng)電感的電流較小時，電感未飽和，繞組電感很大，相當(dāng)于開路；當(dāng)電流較大時，電感飽和，相當(dāng)于短路。在環(huán)流階段初期，原邊電流很大，飽和電感鐵芯處于飽和狀態(tài)，相當(dāng)于短路，當(dāng)電流瞬間降低至臨界值時，鐵芯處于未飽和狀態(tài)，此時飽和電感會使原邊電流線性下降并換流，原邊電流反向增加到固定值時，鐵芯將回到飽和狀態(tài)，使電流瞬間變大。
與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾?，電流換向時間減少了，且該拓?fù)淇稍谳^寬的負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)，同時減少了占空比丟失，但是這個方案會帶來飽和電感發(fā)熱嚴(yán)重、變換器安全可靠性下降的問題。
2.2 引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)
文獻[5]在傳統(tǒng)移相全橋拓?fù)涞幕A(chǔ)上引入無源輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，提出了一種寬范圍移相全橋變換器，主電路如圖4 所示，它在滯后橋臂增加了電感La、電容Ca1、Ca2和二極管Da1、Da2組成的諧振網(wǎng)絡(luò)。
圖4 引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器
其中，輔助二極管和電容不參與滯后橋臂的開通關(guān)斷過程，只為輔助電感建立最大電流ILa，在滯后橋臂開關(guān)過程中，輔助電感的電流ILa為流入或流出B點的最大電流，從而配合諧振電感為開關(guān)管寄生電容充放電，以實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)。該拓?fù)潆娐方Y(jié)構(gòu)比較簡單，可以明顯改善滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)的范圍，但是增加了滯后橋臂的導(dǎo)通損耗。
2.3 引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)
文獻[6]參考在傳統(tǒng)移相全橋電路的基礎(chǔ)上加入輔助LC 諧振電路[7]，并結(jié)合非對稱脈沖寬度調(diào)制（APWM）策略中的互補占空比調(diào)制策略[8]，提出了一種加入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器，其電路結(jié)構(gòu)如圖5 所示。
圖5 引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋變換器
該拓?fù)渲校_關(guān)Q1/Q（3Q2/Q4）占空比對應(yīng)互補，Qa1、La1、Da1和Qa2、La2、Da2是引入的輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，Da與Db是引入的原邊鉗位二極管。在滯后橋臂開關(guān)過程中，與傳統(tǒng)拓?fù)湎啾龋o助電感電流與諧振電感電流同時對開關(guān)管寄生電容充放電，即二者共同提供能量，從而解決了傳統(tǒng)拓?fù)溆捎谥C振電感Lr提供的能量較小致使滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)困難的問題。
由于占空比丟失問題與諧振電感的大小有關(guān)，諧振電感越大，占空比丟失越嚴(yán)重，而引入的輔助諧振網(wǎng)絡(luò)能夠保證變換器在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，所以在電路參數(shù)設(shè)計中，可以將諧振電感的取值設(shè)計很小，以減小占空比丟失。此外，引入的原邊鉗位二極管，能在整流二極管反向恢復(fù)階段將變壓器副邊電壓鉗位，從而消除了寄生振蕩問題。
然而，該拓?fù)渖形纯紤]原邊引入鉗位二極管后工作狀態(tài)不對稱，導(dǎo)致的變壓器直流偏磁問題，而且原邊引入的有源輔助諧振網(wǎng)絡(luò)增加了拓?fù)浼翱刂频膹?fù)雜程度。
2.4 副邊移相
文獻[9]通過加入CDD 能量回收復(fù)位電路[10]，采取副邊移相的調(diào)制策略，提出了一種高電壓增益的基于副邊移相的全橋變換器，其電路結(jié)構(gòu)如圖6 所示。
圖6 基于副邊移相的全橋變換器
該拓?fù)渲蠨R2與DR4是整流橋滯后臂二極管，引入了有源輔助網(wǎng)絡(luò)Qa1、Da1和Qa2、Da2代替整流橋超前臂二極管DR1與DR3，Cc、Dc、Dh為能量回收復(fù)位電路，Cf濾波電容，Lf為濾波電感，R為負(fù)載電阻。
與傳統(tǒng)移相全橋變換器相比，所有原邊開關(guān)管的工作狀態(tài)幾乎一致，所有開關(guān)管占空比為50%，沒有移相控制。但是原邊開關(guān)管的軟開關(guān)范圍仍存在限制，為了保證在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，需將死區(qū)時間控制引入副邊移相控制策略中。對于引入的有源輔助網(wǎng)絡(luò)中的開關(guān)管，均可實現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。
對于引入的CDD 能量回收復(fù)位電路，副邊開關(guān)管關(guān)斷期間，鉗位電容CC近似為電壓源，副邊電壓仍保持在VCc，不存在占空比丟失的問題，且副邊振蕩電壓表現(xiàn)為限幅抑制，消除了整流橋的寄生振蕩，從而提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率。
3 結(jié)束語
本文對傳統(tǒng)移相全橋變換器工作存在的問題進行了分析，并闡述了四種應(yīng)用不同方法的改進拓?fù)?，以上方案均可以使變換器滯后橋臂實現(xiàn)ZVS，且降低了副邊占空比的丟失。但是它們也存在各自的缺點，加入飽和電感，雖然使占空比損失和滯后臂零電壓開關(guān)難以實現(xiàn)的矛盾得到緩和，但是飽和電感發(fā)熱嚴(yán)重，拓?fù)浒踩院涂煽啃韵陆?；引入無源輔助網(wǎng)絡(luò)的方案明顯增加了滯后橋臂的導(dǎo)通損耗；引入有源輔助網(wǎng)絡(luò)的方案使變換器性能更好，但增加了拓?fù)涞某杀竞万?qū)動的復(fù)雜程度；副邊移相不存在占空比丟失問題，副邊電壓振蕩也得到抑制，且能得到較大的電壓增益，但是為了在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS 需引入死區(qū)時間控制。隨著軟開關(guān)技術(shù)的不斷發(fā)展，一定會產(chǎn)生更多、更完善的電路拓?fù)洹?/p>
