基于STC8H的電磁節(jié)能平衡車設(shè)計(jì)

吳宇涵，宦紅倫，柳玉甜

（浙江萬里學(xué)院 信息與智能工程學(xué)院 機(jī)械電子工程專業(yè)，浙江 寧波 315100）

0 引 言

兩輪直立平衡車是現(xiàn)代人用來代步的一種新型環(huán)保交通工具；但在能量節(jié)約方面仍需要更進(jìn)一步的研究，同時(shí)還應(yīng)保證平衡車的穩(wěn)定性。鑒于此，本文采用STC8H8K64S4U-48PIN微控制器實(shí)現(xiàn)小車的無線充電和兩輪直立并進(jìn)行電磁循跡。本文利用電磁感應(yīng)原理通過電磁線圈對(duì)小車上的超級(jí)電容進(jìn)行充電使其獲得執(zhí)行任務(wù)所需的能源。通過速度環(huán)、直立環(huán)的串行PID控制和轉(zhuǎn)向環(huán)的并行PID控制對(duì)小車的運(yùn)動(dòng)狀態(tài)進(jìn)行控制。通過ICM-20602芯片對(duì)小車的姿態(tài)進(jìn)行解算并產(chǎn)生數(shù)據(jù)。將讀取的數(shù)據(jù)進(jìn)行互補(bǔ)濾波再進(jìn)行使用。通過增量式編碼器對(duì)小車的實(shí)時(shí)速度進(jìn)行檢測(cè)。運(yùn)用LC電路對(duì)樣機(jī)賽道的電磁引導(dǎo)線進(jìn)行檢測(cè)以實(shí)現(xiàn)循跡功能，最后對(duì)相關(guān)信息進(jìn)行處理，以PWM控制的形式將模擬信號(hào)通過驅(qū)動(dòng)電路輸出至電機(jī)，實(shí)現(xiàn)對(duì)小車的控制。

1 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

智能車包含了硬件系統(tǒng)和軟件系統(tǒng)，如圖1所示，由無線充電模塊、電壓管理模塊、MCU模塊、傳感器和藍(lán)牙傳輸模塊、驅(qū)動(dòng)電路模塊組成。

1.1 儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)

小車使用50F×4的超級(jí)電容組供電。串聯(lián)電容組容量計(jì)算公式為：

式中：CGroup為串聯(lián)電容組的總電容量；CSimple為單個(gè)電容的電容量；N為電容組中電容的個(gè)數(shù)。電容能量?jī)?chǔ)存量為：

串聯(lián)電容組電壓為：

式中：UGroup為串聯(lián)電容組的耐壓值；USimple為單個(gè)電容的耐壓值。

結(jié)合公式（1）～（3）可以得出，在理想狀態(tài)下電容組可儲(chǔ)存的電容能量約為729 J；根據(jù)實(shí)驗(yàn)得出，小車行駛100 m耗能約為500 J；由李東東[1]的實(shí)驗(yàn)結(jié)果發(fā)現(xiàn)，當(dāng)充入電壓為10 V且使用至剩余電壓為2.43 V時(shí)，消耗的電容能量為588.09 J。實(shí)驗(yàn)賽道長(zhǎng)度在20 m到80 m之間，小車行駛所消耗的能量加上電容組的自損耗能小于電容組可以使用的電容能量，所以最終采用50F×4的超級(jí)電容組為小車供電[1]。

1.2 系統(tǒng)電源設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用超級(jí)電容組為整車供電，但是電容組的電壓會(huì)隨電量下降而明顯下降，故采用TPS630701芯片進(jìn)行穩(wěn)壓。該芯片的輸入電壓范圍為2 V至16 V，可以較好地滿足硬件需求，如圖2所示；通過AMS1117-3.3芯片將5 V轉(zhuǎn)成3 V，如圖3所示，對(duì)CCD采用5 V供電，藍(lán)牙通信、ICM20602模塊、編碼器、運(yùn)放電路均采用3 V供電。

圖2 TPS630701外圍接口電路

圖3 AMS1117-3.3外圍接口電路

1.3 驅(qū)動(dòng)電路硬件設(shè)計(jì)

采用超級(jí)電容組為整車供電，為了確保驅(qū)動(dòng)模塊的穩(wěn)定性采用MC34063ADR對(duì)輸入電壓進(jìn)行穩(wěn)壓，其輸入范圍為3 V至40 V，并穩(wěn)壓至5 V輸出。MOS驅(qū)動(dòng)器采用HIP4082IBZT芯片，其輸入輸出延遲僅有55 ns到75 ns，配合LM7843構(gòu)成全橋電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路。該驅(qū)動(dòng)方案發(fā)熱現(xiàn)象不明顯，驅(qū)動(dòng)力較強(qiáng)。在電壓輸入不穩(wěn)定的情況下可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的穩(wěn)定控制。

1.4 電磁傳感器電路（放大電路）

實(shí)驗(yàn)采用20 kHz的交變電磁場(chǎng)作為路徑的導(dǎo)航信號(hào)，要對(duì)信號(hào)進(jìn)行選頻放大，故使用LC諧振電路實(shí)現(xiàn)選頻（帶通電路）。電路諧振頻率[2]如式（4）所示：

式中：L為感應(yīng)線圈的電感值；C為諧振電容。由于感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的頻率為20 kHz，選用10 mH的感應(yīng)線圈電感，并選用6.8 nF的電容作為諧波電容。由于電感和電容的實(shí)際值和印刷值均有±20%的誤差，故要進(jìn)行配對(duì)，使每組LC振蕩電路在相同位置下產(chǎn)生相同的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)方可使用[3]。在電感的擺放上采用兩側(cè)平行、中間“八”字的方式，便于檢測(cè)賽道上的各個(gè)要素。其電路如圖4所示。

圖4 LC諧振電路

由于傳統(tǒng)的三極管放大方案有溫漂大、靜電現(xiàn)象嚴(yán)重等問題，對(duì)信號(hào)的處理有失真的現(xiàn)象產(chǎn)生，所以采用了四通道的OPA4377運(yùn)算放大器。由于市面上的6.8 nF電容和10 mH電感有正負(fù)20%的誤差，使得諧振頻率會(huì)分布在16 kHz到24 kHz的范圍且產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)有較大差別，故在電路中設(shè)計(jì)了電位器分壓電路使得產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)可以調(diào)節(jié)。

1.5 無線充電方案設(shè)計(jì)

常用的電能傳輸有以下三種方案：①電磁輻射式可以傳輸較遠(yuǎn)的距離，但在傳輸過程中電場(chǎng)易發(fā)生衰減，且在傳輸過程中易對(duì)環(huán)境和人體產(chǎn)生安全隱患；②電磁感應(yīng)是目前應(yīng)用最多的無線電能傳輸方案，其傳輸功率大、效率高，但是傳輸距離短；③磁耦合諧振式傳輸距離較電磁感應(yīng)方案遠(yuǎn)，其傳輸效率高，但在系統(tǒng)不處于諧振的狀態(tài)下效率會(huì)嚴(yán)重下降[4]。結(jié)合實(shí)際情況，從實(shí)際的充電距離和充電效率考慮最終采用電磁感應(yīng)的充電方式。

實(shí)驗(yàn)采用640 kHz的發(fā)射線圈做無線電發(fā)生器，其等效電路如圖5所示；接收端采用倍壓整流的方案，如圖6所示。將電感值為14.8 μH的線圈接于無線充電電路的輸入側(cè)，諧振電容采用兩個(gè)2.2 nF電容進(jìn)行并聯(lián)，通過TPS54560芯片進(jìn)行降壓輸出。

圖5 無線電發(fā)生器等效電路

圖6 無線充電電路

1.6 機(jī)械結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

要使小車行駛穩(wěn)定且流暢，除了需要優(yōu)化軟件，機(jī)械結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)也是極為關(guān)鍵的。理想直立車的機(jī)械結(jié)構(gòu)應(yīng)是有個(gè)合適的機(jī)械中值且重心低，但是加上節(jié)能要求后還要盡可能地保證小車的質(zhì)量要輕。減輕小車的質(zhì)量既可以減少行駛時(shí)所消耗的能量，又使小車便于控制，做到姿態(tài)的快速響應(yīng)，便于維持直立環(huán)的穩(wěn)定。重心低可以有效地減少過彎漂移的現(xiàn)象。電感前瞻長(zhǎng)度不宜過長(zhǎng)也不宜過短，過長(zhǎng)會(huì)導(dǎo)致反應(yīng)超前，過短則會(huì)引起反應(yīng)不及時(shí)，所以要根據(jù)實(shí)際情況對(duì)前瞻長(zhǎng)度進(jìn)行調(diào)整。最后對(duì)小車輪胎進(jìn)行處理，通過多次實(shí)驗(yàn)，小車速度的上限極大程度上是由小車輪胎所決定的，輪胎要與輪轂進(jìn)行固定以防止在急加速和急減速情況下輪轂空轉(zhuǎn)。此外對(duì)輪胎進(jìn)行磨皮軟化處理可以極大地增加輪胎的摩擦力，防止輪胎打滑。最終的物理樣機(jī)如圖7所示。

圖7 物理樣機(jī)實(shí)物圖

2 系統(tǒng)控制方案

2.1 整體控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

王英杰[5]給出了直立車傳統(tǒng)的并行三環(huán)控制方式，如圖8（a）所示，并指出直立車系統(tǒng)具有非線性、欠驅(qū)動(dòng)、高階次、自然不穩(wěn)定的特點(diǎn)。傳統(tǒng)方法中直立環(huán)與速度環(huán)并聯(lián)產(chǎn)生耦合，導(dǎo)致在車速較高時(shí)該方法的控制不穩(wěn)定。經(jīng)過實(shí)際測(cè)試和分析對(duì)比，該文設(shè)計(jì)的串行行駛和串行轉(zhuǎn)向PID控制系統(tǒng)，在保持跟蹤和循跡的穩(wěn)定性、抗干擾能力以及控制精度方面與傳統(tǒng)方案相比都獲得了較大提升。由圖8（a）可以看出，傳統(tǒng)的并行控制法是將三環(huán)的輸出進(jìn)行線性疊加，三環(huán)之間關(guān)聯(lián)程度較低、魯棒性差；串行PID控制法則是將速度環(huán)和直立環(huán)相關(guān)聯(lián)，將對(duì)速度的控制轉(zhuǎn)變?yōu)閷?duì)小車在平衡狀態(tài)下角度的調(diào)整。該控制方法與傳統(tǒng)控制方法相比響應(yīng)快、振蕩小[6]。因此，對(duì)本文小車采用該控制方案，以確保在更短的響應(yīng)時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)車身姿態(tài)的控制。

圖8 直立車控制框圖

2.2 直立環(huán)控制

要使小車直立，就要對(duì)小車的電機(jī)進(jìn)行控制。當(dāng)小車要保持直立（穩(wěn)定狀態(tài)），小車就要保持靜止或是勻速狀態(tài)。當(dāng)小車發(fā)生傾倒時(shí)，為了保持車身穩(wěn)定，車輪要向傾倒方向做加速運(yùn)動(dòng)，這樣小車就會(huì)受到額外的慣性力且方向與傾倒方向相反，大小與加速度成正比，如圖9所示。

圖9 小車直立狀態(tài)下的受力分析圖

根據(jù)該原理得出PD控制方程：

式中：θBias為角度偏差值；θAngle為當(dāng)下測(cè)量的角度；θMed為機(jī)械中值角度；ωy為小車在XZ平面上的角加速度；PWM_Out為最終的輸出值；Kp為比例系數(shù)；Kd為微分系數(shù)。但是ICM20602模塊所得到的值無法使用反三角函數(shù)直接求得，在靜態(tài)情況下加速度計(jì)求出的角度值有毛刺，在動(dòng)態(tài)情況下加速度計(jì)所求出的值則會(huì)有較大誤差。通過角加速度積分所得的角度在短期內(nèi)可以較好地反映角度變換，但是隨著時(shí)間的推移就會(huì)產(chǎn)生大的偏差。為了能夠較好地?cái)M合智能車的角度變化曲線，本文采用了互補(bǔ)濾波的方式[7]，方程如下：

式中：θg為陀螺儀積分所得角度；θm為加速度計(jì)通過反三角函數(shù)所得角度；ax、az分別代表小車在X軸和Z軸上的加速度；d為互補(bǔ)系數(shù)。最終式（9）中得到的角度輸出在式（7）中作為θLast輸入。對(duì)兩個(gè)角度進(jìn)行互補(bǔ)濾波后可以得到圖10。其中黑色曲線為θm角度，灰色曲線為互補(bǔ)濾波后所得角度?？梢钥闯?，經(jīng)過互補(bǔ)濾波的角度無毛刺且?guī)缀鯖]有過沖現(xiàn)象，跟隨性較好。表明該算法在小車運(yùn)行相對(duì)穩(wěn)定的情況下可以較好地?cái)M合角度變化曲線。

圖10 靜態(tài)角度跟隨對(duì)比圖

2.3 速度環(huán)控制

速度環(huán)控制主要是對(duì)小車的行駛速度進(jìn)行控制。通過直立環(huán)知道在勻速行駛情況下，當(dāng)小車的傾斜角度偏離機(jī)械中值時(shí)小車就會(huì)通過加減速去維持平衡，所以可以將由編碼器返回的值和角度做關(guān)聯(lián)并輸出一個(gè)角度值到直立環(huán)，以達(dá)到對(duì)小車的速度進(jìn)行控制的效果。傳統(tǒng)的速度環(huán)使用的是比例與積分相結(jié)合控制，積分環(huán)節(jié)可以去除穩(wěn)態(tài)誤差，使最終速度可以達(dá)到預(yù)設(shè)值；但是積分環(huán)節(jié)的參數(shù)調(diào)節(jié)過于復(fù)雜，大了容易產(chǎn)生振蕩，小了調(diào)節(jié)速度就會(huì)變慢。使用純比例控制會(huì)有誤差產(chǎn)生，使實(shí)際速度和期望速度有一定偏差，但是在可接受范圍內(nèi)且可以很好地完成任務(wù)，所以最終采用純比例控制。在實(shí)際運(yùn)用中采用左右編碼器的返回值相加求平均作為小車的實(shí)時(shí)速度，并對(duì)速度進(jìn)行低通濾波處理，防止異常數(shù)據(jù)的產(chǎn)生對(duì)小車的姿態(tài)產(chǎn)生較大的影響。相關(guān)公式如下：

式中：VErr為實(shí)時(shí)速度與預(yù)設(shè)速度的差值；Vl和Vr分別為左右輪的實(shí)時(shí)轉(zhuǎn)速；V為預(yù)設(shè)的期望速度；ErrLowout為經(jīng)過低通濾波處理后的差值；φErr為輸出的角度偏差值；Gyroy為小車在XZ平面上的角加速度。式（11）中的ErrLowout作為下次的ErrLast輸入，最后將由速度環(huán)得出的角度偏差值代入到式（6）中實(shí)現(xiàn)速度環(huán)和直立環(huán)的串級(jí)控制。公式如下：

2.4 轉(zhuǎn)向環(huán)控制

在實(shí)驗(yàn)中主要采用電感采集賽道中的交變電場(chǎng)產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)來實(shí)現(xiàn)循跡的功能。傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)向環(huán)算法有差值法、歸一化法和比值法。但是根據(jù)實(shí)驗(yàn)和相關(guān)資料可知，使用差比和的計(jì)算方法可以在小車循跡時(shí)既保證速度的穩(wěn)定又可以實(shí)現(xiàn)過彎內(nèi)切而飛出[8]。

首先，要對(duì)電感的采集值進(jìn)行防脈沖平滑濾波，該濾波可以有效克服因偶然因素引起的波動(dòng)干擾。由于單個(gè)電感僅采集12次數(shù)據(jù)，所有電感的數(shù)據(jù)采集和計(jì)算均可在一次控制周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)（5 ms進(jìn)行一次轉(zhuǎn)向環(huán)控制），所以可以實(shí)時(shí)地反映小車所行駛道路的變換狀況。其公式如下：

式中：Filterout為濾波后感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)模擬量；FilterCol為電感采集感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)模擬量；FilterMax和FilterMin分別表示12次電感值采集量中的最大值和最小值。

然后，對(duì)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的模擬量進(jìn)行差比和計(jì)算，將所得值進(jìn)行比例濾波，對(duì)小車在賽道上的過彎方式進(jìn)行控制。傳統(tǒng)的差比和算法對(duì)于偏差的擬合僅僅局限于感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的返回值。然而，在實(shí)際行駛情況中如果僅根據(jù)電感的差比和偏差輸出值進(jìn)行過彎轉(zhuǎn)向，還是會(huì)出現(xiàn)由于過彎速度不穩(wěn)定所導(dǎo)致的飛出彎道現(xiàn)象。根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)，最終將傳統(tǒng)差比和的輸出值進(jìn)行一元三次函數(shù)處理并保留一次項(xiàng)和三次項(xiàng)，函數(shù)圖形如圖11所示。

圖11 不同算法下偏差值與輸出值圖像

從圖中可以看出，與之前的差比和輸出相比，經(jīng)過數(shù)學(xué)處理的偏差輸出值在小偏差輸入時(shí)有減益效果，但在大誤差時(shí)有增益輸出的效果，結(jié)合實(shí)際就是小車在行駛直道時(shí)會(huì)進(jìn)行微調(diào)，極大地減少了直道抖動(dòng)情況的出現(xiàn)。但在彎道時(shí)會(huì)有較大的偏差輸出，所以過彎靈敏。最后在輸出時(shí)與速度做關(guān)聯(lián)，并采用比例微分控制便可達(dá)到理想的控制效果[9]。公式如（14）所示：

式中：VCar為小車實(shí)時(shí)速度；φBias為轉(zhuǎn)向環(huán)輸出的偏差值；ωz為XY平面上的角加速度。

最終將速度環(huán)、直立環(huán)、轉(zhuǎn)向環(huán)結(jié)合以實(shí)現(xiàn)控制目的，其程序框圖如圖12所示。

圖12 速度環(huán)、直立環(huán)、轉(zhuǎn)向環(huán)結(jié)合程序框圖

3 結(jié) 語

本文提出了基于STC8H8K64S4U-48PIN芯片的兩輪節(jié)能智能車設(shè)計(jì)方法，所闡述的節(jié)能方案具有通用性，可用于其他需要節(jié)能的產(chǎn)品。本文設(shè)計(jì)的直立車著重于小車的控制方式和電路的設(shè)計(jì)；與傳統(tǒng)兩輪直立車[10]相比，添加了節(jié)能模塊，同時(shí)改進(jìn)算法使其在控制上更加穩(wěn)定。通過不斷地測(cè)試和修改，在提升小車速度的同時(shí)，仍然能夠保持穩(wěn)定性，從而使其很好地完成指定行駛?cè)蝿?wù)。