頻率帶寬可調可切換的帶通濾波器設計仿真

張友俊，楊 希

(上海海事大學信息工程學院，上海 200120 )

1 引言

隨著移動通信、雷達通信和數據多媒體技術的不斷發(fā)展，信號所在的傳輸環(huán)境也在不斷發(fā)生變化，而在復雜的通信環(huán)境之中對于收發(fā)端有著更高的要求。特別是5G通信全面普及的今天，對于射頻前端濾波器部分也有了更高的發(fā)展要求。根據射頻器件巨頭Skyworks的預計，到2020年，5G應用上支持的頻段數量將成倍數上升，至少會新增50個以上通信頻段，全球不同制式網絡合計可使用的頻段將達到91 個以上。而對于通信的一個使用頻段而言，一般來說至少需要兩個以上的濾波器，因此隨著手機頻段數不斷上升的直接結果就是手機中使用的射頻濾波器數量也會隨之上升，而手機中濾波器的成本也在日漸上升。濾波器市場的前景可謂一片大好，但是濾波器仍然是射頻前端[1]中最具挑戰(zhàn)性的器件。這個模塊的應用廣泛存在于各類通信器材的收發(fā)段之中，其主要作用就是充當一個窗口作用進行信號的篩選，使在通帶之中的信號可以完好的通過，而處于阻帶之中的信號則被濾除。隨著不斷發(fā)展的可重構射頻前端的背景之下，前端部分擁有更好的靈活性和更好地濾波性能[2]則是之后的總體發(fā)展方向。可重構濾波器是可重構射頻前端重要的組成部分，它的發(fā)展也與射頻收發(fā)端的發(fā)展緊密相連。而到目前為止，已經有幾種不同的可調的濾波器被提出。最早是一款頻率可重構的低頻濾波器被提出，之后便有可調頻帶更寬的帶通微帶線電調濾波器的結構[3]出現，但是其缺點是調節(jié)范圍較小。直到后來又有一種新型的結構實現更寬范圍調節(jié)的可重構濾波器被提出來，這種濾波器的可調區(qū)間有600MHz。根據這些可以看出，為了適用于不同的通信環(huán)境，頻率和帶寬成為了今后可重構濾波器設計的切入點。同時，這兩個指標值也是濾波器研究的最終目標。

此次設計并仿真了一種新型中心頻率可調，帶寬切換后保持不變且可高低頻率切換的帶通濾波器，它的設計指標為中心頻率是1.25GHz，3dB處的帶寬是100MHz，在1.3GHz處的衰減大于30dB。由于在濾波器的結構設計之中使用了兩個開關元件[4]，使之成為兩個結構可切換的諧振器，所以擁有較高和較低兩種諧振模式。在上面加載了可調節(jié)的電容[5-6]部分，通過偏置電壓控制變容電容，使之可以對濾波器中心頻率的控制[7-8]，從而使此濾波器擁有較寬的頻率調節(jié)范圍[9]。同時，使其切換后帶寬保持不變。并通過ADS仿真測試可以實現如上調節(jié)。

2 濾波器的設計理論

在這一節(jié)中將介紹頻率可調帶寬保持的帶通濾波器的設計及仿真，通過在梳妝結構之上加載電調開關從而實現一個結構的切換，擴寬相應的頻率。通過其上加載的電壓調節(jié)來實現中心頻率調節(jié)。

2.1 中心頻率調節(jié)控制

要想對濾波器的中心頻率進行調節(jié)，那么有兩個主要的方法，其一是調節(jié)諧振器的長度，再或者就是在諧振器的一端加載上一個變容電容或者電感元件，使用電調方式進行頻率控制。但是前者受限于尺寸的限制，所以較少用于設計之中。而后者之中的加載電感[10-11]的方法，由于電感值的調節(jié)十分較困難，所以大部分設計方法是通過加載電容方法，將電壓施加到可變電容之上的方式進行調節(jié)[12]，這種進行調節(jié)的方式也是十分簡單便捷的。假設終端開路的微帶線的特征導納設為YC=1/ZC，那么根據傳輸線的理論可以知道

(1)

上式之中的L是微帶線的線長，Yin是輸入導納，當L<λ/4時，輸入的導納則會呈現容性?？梢缘玫降刃У碾娙葜礐

(2)

由上式可知，當加載于諧振器之上的電容值變化[13]的時候，相應的導納也會發(fā)生變化，諧振器等效長也會發(fā)生改變，即濾波器的中心頻率也會跟著變化。本設計之中使用變容二極管作為濾波器的調控部分，其電容值也易于控制。

2.2 微帶線的耦合分析

當兩個微帶線平行放置進行耦合[14-15]時。其微帶線之間的耦合系數的定義式為：

(3)

而結構中的濾波器單元通常是由微帶長等于λ/n的開路線所組成的，這個結構是可以等效看作一個RLC的諧振電路?？梢杂傻刃щ娐愤M而求得耦合系數。對于對稱結構的微帶線相互耦合來說，電耦合和磁耦合兩種耦合是同時存在的，這也是可以通過等效網絡進行求值。因為磁耦合是與頻率成反比，而電耦合是與之相反成正比。所以等效的總體耦合系數是

|k|=|km|-|ke|

(4)

如果磁耦合的值大于電耦合值時，那么總體的耦合系數是與磁耦合有著相同的極性。此時當頻率減小時，總體的耦合系數會隨之增加，進而使濾波器的帶寬保持不變。而要達到這個條件則需要外部品質因數Q與頻率成正比。

2.3 控制結構的設計

因為在實際的環(huán)境之中，電源往往有著其它的干擾因素的影響，使得使用的電源無法達到一個理想的狀態(tài)，而為了使得整體結構上的電位不會因為干擾而發(fā)生改變，則需要使用一個濾波結構對使用的電源進行濾波，通過濾波電路濾除電源部分的低頻和高頻的干擾，從而使電源有一個穩(wěn)定的輸出且使電源不會和信號之間產生相互干擾。圖示之中主要使用了一個開關二極管元件DIODE和電容C元件，其中在電源端口處并聯(lián)了一個電容C作為去耦作用進行濾波，消除高頻信號的干擾，然后加載了一個隔直流的電容用來防止直流電源部分對于信號的影響，消除低頻信號干擾。從而達到使得信號有穩(wěn)定輸出的目的，其中濾波部分電路如圖1。

圖1 電源控制網絡

2.4 整體結構設計

所設計的可重構濾波器采用開關連接的設計結構，連接兩段耦合結構，從而使濾波器擁有高和低頻兩種模式，可以通過偏置電壓對變容電容的控制，使之在兩種不同的調諧模式進行切換。當在低頻模式時候，它的頻率范圍是為f0-f1。而處于高頻模式時，它的頻率范圍為f2-f3。信號在進入濾波結構時會進行一個高低諧振模式的選擇，根據需求進行不同的模式選擇之后相應的會有一個輸出。而f0-f3這個頻率范圍則是帶通濾波器可以得到的最大的一個頻率調節(jié)的范圍。如圖2和圖3。

圖2 低頻模式 圖3 高頻模式

在仿真軟件ADS中，設計的可調帶通濾波器的整體結構主要由ML5CTL_V、ML2CTL_V、SwitchV、VtPulse、電容C和平穩(wěn)電源輸出結構等組成。下圖之中元件MLSUBSTRATE2則是作為模擬基板使用，Term元件作為50Ω的負載使用，S_Param則是放置S參數作為頻率掃描控件使用，初始頻率設定為0.1GHz，停止頻率設定為3GHz，掃描間隔設定為0.01GHz，加載的開關使整體結構分為上下兩部分，開關部分作為連接，VtPulse脈沖源用于控制開關元件SwitchV的閉合，使之可以進行高低頻率模式的切換。當施加脈沖電壓高于開關部分，那么此時開關則處于閉合狀態(tài)，此時濾波器處于低頻模式之中，即f0-f1。而當施加脈沖電壓低于開關部分時，則開關處于斷開狀態(tài)，此時濾波器處于高頻模式之中，即f2-f3這樣一個頻率可調帶寬保持濾波器即可實現。設計的中心頻率可調且?guī)挷蛔兊目汕袚Q濾波器如圖4。

圖4 可調濾波器仿真原理圖

圖示之中中間ML5CTL_V部分為一個梳妝濾波器結構，它的結構簡單，易于構造。且當它等效電容數值的增大時，相應的第二通帶會更加遠離濾波器的主通帶，且穩(wěn)定狀態(tài)時第二通帶的中心頻率是主通帶中心頻率的4倍以上，這個特性有利于作為調節(jié)范圍較寬的結構使用。設計主要有七步，其步驟可總結如下：

1)首先需要進行歸一化參數，得到初始帶通指標對應的低通指標；

2)再由相應的低通指標確定設計的階數和電長度的確定；

3)使用各個微帶線對地的歸一化單位長來計算初始電容值；

4)由基板的厚度和相應導體的厚度進而確定相鄰帶寬之間的距離數值；

5)根據之前所得出的電容值和介電常數計算出相應的微帶線的寬度；

6)使用ADS中計算工具計算出相應的微帶線長；

7)在ADS模型之中帶入上面的計算數值，并進行優(yōu)化。

3 實驗結果

設計的可調帶通濾波器中心頻率1.0GHz～1.65GHz頻段之上實現靈活的電壓調節(jié)頻率，實現了650MHz范圍的可調區(qū)間，并且高頻在3dB處的帶寬基本穩(wěn)定于100MHz，低頻時在3dB處的帶寬則穩(wěn)定于50MHz。其中各部分元件參數為：L=25mm、W1=0.3mm、W2=1.9mm、W3=2mm、S1=0.24mm、S2=1.4mm、C=5.1pF、電常數Er=3.48、厚度h=0.508mm。當調控電壓V=0時，此時的中心頻率為1.25GHz，在1.3GHz處的衰減30db，帶寬為100MHz，實現了初始的設計指標，如圖5。

圖5 中心頻率1.3GHz仿真結果

而當電路之中開關處于斷開狀態(tài)時候，此時的濾波器則是高頻的調節(jié)狀態(tài)，濾波器經過電壓的調控后仿真結果如圖6和圖7和圖8。

圖6 中心頻率1.4GHz仿真結果

圖7 中心頻率1.5GHz仿真結果

圖8 中心頻率1.65GHz仿真結果

上圖之中分別是處于高頻的時候ADS仿真結果。其中心頻率分別是在1.4GHz、1.5GHz、1.65GHz時的仿真結果，上述中心頻率對應的調控電壓值分別為4V、12V、20V三種調節(jié)情況，在低頻時候的帶寬也基本保持于100MHz，圖示結果也有著較好的下降沿，同時帶外的抑制也是符合在低頻率處較緩和，高頻率處上升陡峭的特點。從以上三個頻率點的選取，驗證了濾波器在高頻時候的頻率可重構特性和帶寬的基本保持不變。

而當加載開關處于導通狀態(tài)的時候，這個時候由于等效線長的增加，整個濾波器則又會處于低頻之中，其仿真結果如圖9和圖10和圖11。

圖9 中心頻率在1.25GHz仿真結果

圖10 中心頻率在1.15GHz仿真結果

圖11 中心頻率1.0GHz仿真結果

上圖是低頻狀態(tài)時的仿真結果，它們的中心頻率分別為1.25GHz、1.15GHz、1.0GHz，這幾個頻率點分別對應的調控電壓分別為0V、4V、8V。在調控電壓的時候，中心頻率也會隨之改變。但是通帶之外的下降沿是差于高頻時候的。在低頻率的時候，帶寬也基本穩(wěn)定于50MHz。從低頻時選取的三點仿真結果也可以較好的驗證濾波器在低頻時的頻率可重構特性且?guī)捲诘皖l時基本維持50MHz不變。

其高低頻狀態(tài)的控制中心頻率和帶寬見表1和表2。

表1 高頻狀態(tài)控制

表2 低頻狀態(tài)控制

4 總結

此次設計采用電壓調節(jié)和加載控制開關的方法。通過ADS仿真了一款在高低頻率兩個狀態(tài)下，帶寬維持在各自狀態(tài)不變，且頻率可調的帶通濾波器。設計之中使用電調的方式，通過電壓的改變，實現了對于中心頻率和帶寬保持的控制，它的調節(jié)中心頻率在1.0GHz到1.65GHz之間進行變換，有著650MHz的可調區(qū)間，并且其帶寬的變化區(qū)間在高低頻時分別保持在100MHz和50MHz，只有低頻率段的通帶中插入耗損稍微大點之外，大部分調控區(qū)間插損都小于3dB。而處于高頻狀態(tài)時帶外低頻方向衰減緩和，高頻處衰減比較陡峭，有著良好的滾降性，由此通過ADS仿真結果驗證了這款頻率帶寬可調節(jié)濾波器是較為優(yōu)良的，設計的方案具有可行性。