飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)中雙向功率變換器控制策略的分析與研究

陶雪峰，吳俊，孫露露，周貝

（國(guó)網(wǎng)宣城供電公司，安徽 宣城 242000）

一次性能源煤、石油等不僅面臨著能源耗盡的危機(jī)，同時(shí)也產(chǎn)生了霧霾等環(huán)境問(wèn)題，為尋求解決方法，新能源技術(shù)得到了快速發(fā)展?？沙浞掷眯履茉床⑶也晃：Υ箅娋W(wǎng)的微電網(wǎng)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而成[1]，而由于風(fēng)能、潮汐能、太陽(yáng)能等新能源均具有不穩(wěn)定性、間歇性、隨機(jī)性等特點(diǎn)，儲(chǔ)能裝置成為微電網(wǎng)中不可或缺的環(huán)節(jié)[2]。眾多儲(chǔ)能技術(shù)中，飛輪儲(chǔ)能技術(shù)由于其環(huán)保性較好、充放電速度快、可深度放電、充放電循環(huán)次數(shù)多、壽命長(zhǎng)、效率高等優(yōu)點(diǎn)備受關(guān)注[3]。

飛輪儲(chǔ)能裝置主要由電動(dòng)/發(fā)電機(jī)、電力電子裝置、飛輪轉(zhuǎn)子、軸承系統(tǒng)、控制系統(tǒng)、真空室組成[4]。可四象限運(yùn)行的背靠背變換器具有升壓變換器的特性，且可調(diào)節(jié)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)[5]，為微電網(wǎng)提供無(wú)功功率，適用于作飛輪儲(chǔ)能裝置中的電能轉(zhuǎn)換裝置。

背靠背變換器主要由網(wǎng)側(cè)PWM變換器、直流母線電容、機(jī)側(cè)PWM變換器三部分構(gòu)成[6]，網(wǎng)側(cè)PWM變換器與電機(jī)側(cè)PWM變換器的功能獨(dú)立，可采取獨(dú)立控制策略[7-8]。采用獨(dú)立控制策略時(shí)，雖控制策略簡(jiǎn)單、控制系統(tǒng)易實(shí)現(xiàn)、開發(fā)難度小，但是系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢[9]。對(duì)于微電網(wǎng)而言，不穩(wěn)定的新能源會(huì)導(dǎo)致發(fā)電機(jī)的輸出功率出現(xiàn)驟降、驟升等情況，而電網(wǎng)負(fù)荷同樣會(huì)出現(xiàn)波動(dòng)，導(dǎo)致微電網(wǎng)頻率、電壓出現(xiàn)波動(dòng)，影響電能質(zhì)量，甚至損壞用電設(shè)備[10]。采用獨(dú)立控制策略控制的背靠背變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢，不能實(shí)現(xiàn)對(duì)微電網(wǎng)電能質(zhì)量的快速調(diào)節(jié)[11]。

為改善這一問(wèn)題，文獻(xiàn)[12-13]基于直接電流控制策略，提出了增加電流前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)的控制策略。電流前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)可直接將電機(jī)側(cè)PWM變換器的電流信息反饋給網(wǎng)側(cè)PWM變換器的電流內(nèi)環(huán)，而不需通過(guò)直流母線電壓的波動(dòng)來(lái)獲取電機(jī)側(cè)PWM變換器電流的信息，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[14]提出了直接電容電流控制策略，該控制策略的控制目標(biāo)是使流入直流母線電容的電流為零，即控制網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸出電流與電機(jī)側(cè)PWM變換器的輸入電流相等，從而實(shí)現(xiàn)減小甚至消除直流母線電容上功率波動(dòng)，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，然而直流母線電容電流需通過(guò)電流傳感器檢測(cè)，并且母線電容電流為脈沖電流，檢測(cè)困難，增加了系統(tǒng)的成本[15]。

本文提出了一種基于直流母線電壓平方外環(huán)、功率內(nèi)環(huán)的直接功率控制策略基礎(chǔ)上增加了功率前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)的控制策略。采用電壓平方外環(huán)能解決飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)啟動(dòng)過(guò)程中直流母線電壓建壓時(shí)，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流沖擊問(wèn)題；采用功率內(nèi)環(huán)控制策略相比于電流內(nèi)環(huán)控制策略，能夠檢測(cè)到電網(wǎng)電壓變化；采用功率前饋進(jìn)行補(bǔ)償，能使網(wǎng)側(cè)PWM變換器快速跟蹤電機(jī)側(cè)PWM變換器功率的變化。本文基于提出的控制策略搭建了仿真與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了該控制策略的可行性。

1 數(shù)學(xué)模型分析

背靠背變換器的拓?fù)淙鐖D1所示，主要由網(wǎng)側(cè)濾波電感L、網(wǎng)側(cè)PWM變換器、直流母線電容、電機(jī)側(cè)PWM變換器與電機(jī)等組成。

圖1 背靠背變換器拓?fù)涫疽鈭DFig.1 Back-to-back converter topology

網(wǎng)側(cè)PWM變換器在兩相旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可表示為

式中：ed，eq為電網(wǎng)三相電壓在d-q坐標(biāo)系下d，q軸的分量；id，iq為網(wǎng)側(cè)三相電流在d-q坐標(biāo)系下d，q軸的分量；ud，uq為網(wǎng)側(cè)PWM變換器三相輸入電壓在d-q坐標(biāo)系下d，q軸的分量；sd，sq為網(wǎng)側(cè)PWM變換器的開關(guān)函數(shù)；icap為流入直流母線電容內(nèi)的電流；udc為直流母線電容電壓；iload為機(jī)側(cè)PWM變換器輸入電流；L為網(wǎng)側(cè)濾波電感；R為網(wǎng)側(cè)等效電阻；C為直流母線電容；ω為網(wǎng)側(cè)電流角頻率。

由式（1）可知，流入母線電容的功率表示為

機(jī)側(cè)PWM變換器的輸入功率可利用負(fù)載等效電阻表示為

由功率守恒定律可知，網(wǎng)側(cè)變換器的輸出功率可表示為

由式（2）～式（4）可知，網(wǎng)側(cè)變換器的輸出功率可表示為

由式（5）可獲得直流母線電壓平方與網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸出功率之間的傳遞函數(shù)，如下式所示：

式中：s為微分算子。

由式（6）可知，直流母線電壓平方外環(huán)與電網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸出功率為一階線性關(guān)系，利用PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行控制時(shí)，可表示為

式中：kdp，kdi為直流電壓平方外環(huán)的控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)；p*為網(wǎng)側(cè)PWM變換器輸出功率的給定值。

若忽略網(wǎng)側(cè)PWM變換器的損耗，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸出功率可用網(wǎng)側(cè)變換器的輸入功率表示，由瞬時(shí)功率理論可知，網(wǎng)側(cè)變換器的輸入功率可表示為

式中：p為有功功率；q為無(wú)功功率。

采用電網(wǎng)電壓定向時(shí)，三相電網(wǎng)電壓在d-q坐標(biāo)系下可表示為

式中：Em為電網(wǎng)電壓矢量幅值。

由式（1）、式（8）、式（9）可知，網(wǎng)側(cè)PWM變換器在d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可表示為

由式（10）可知，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的有功功率與無(wú)功功率并未實(shí)現(xiàn)完全解耦，利用PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行控制時(shí)，可表示為

式中：kdp1，kdi1為有功功率控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)；kqp1，kqi1為無(wú)功功率控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)；u′d為有功功率控制器的輸出；u′q為無(wú)功功率控制器的輸出。

根據(jù)式（10）、式（11）可獲得網(wǎng)側(cè)PWM變換器輸入電壓在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的控制方程：

2 直接功率控制策略

根據(jù)式（7）、式（11）、式（12）可確定網(wǎng)側(cè)PWM變換器的控制策略，即采用電壓平方外環(huán)與功率內(nèi)環(huán)的直接功率控制策略，其控制框圖如圖2所示，其中圖2a為網(wǎng)側(cè)變換器控制策略，圖2b為機(jī)側(cè)變換器控制策略。

圖2 帶功率前饋補(bǔ)償?shù)谋晨勘匙儞Q器的控制策略Fig.2 Back-to-back converter control strategy with power feed-forward compensation

2.1 電壓平方外環(huán)分析

采用電壓平方外環(huán)控制策略相比于普遍采用的電壓外環(huán)控制策略，其對(duì)網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流的控制為變系數(shù)PI控制。

忽視網(wǎng)側(cè)變換器損耗后，由式（8）、式（9）可知采用電網(wǎng)電壓定向后，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入功率可表示為

即網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流可表示為

圖2a中，||2為直流母線電壓的平方。圖2b中的變量為飛輪電機(jī)采用矢量控制策略時(shí)的變量，如ima，imb，imc為電機(jī)的三相繞組電流；iα，iβ為電機(jī)電流在α-β坐標(biāo)系下的分量；ist，ism為電機(jī)電流在m-t坐標(biāo)系下的分量；usm，ust為電機(jī)繞組電壓在m-t坐標(biāo)系下的分量；uα，uβ為電機(jī)電流在α-β坐標(biāo)系下的分量；P為電機(jī)運(yùn)行功率，P*為電機(jī)運(yùn)行功率參考值。

因此采用電壓平方外環(huán)控制時(shí)，網(wǎng)側(cè)PWM變換器輸入電流的控制相當(dāng)于變系數(shù)的PI控制，而采用電壓外環(huán)控制時(shí)，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流為恒定系數(shù)的PI控制，其控制方程可表示為

在飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)初啟動(dòng)時(shí)，母線電壓建壓過(guò)程中，采用變系數(shù)電流PI調(diào)節(jié)器，系數(shù)逐漸增加，避免了電流沖擊對(duì)系統(tǒng)的損害。

2.2 功率內(nèi)環(huán)分析

采用功率內(nèi)環(huán)的直接功率控制策略相比于普遍采用電流內(nèi)環(huán)的直接電流控制策略，飛輪儲(chǔ)能裝置可快速響應(yīng)電網(wǎng)電壓的波動(dòng)對(duì)電網(wǎng)電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。

由式（6）與式（13）可知，母線電壓平方與網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流為一階的線性關(guān)系，可表示為

由式（17）可知，采用電流內(nèi)環(huán)的直接電流控制的控制方程可表示為

為實(shí)現(xiàn)d，q軸電流完全解耦，可采用下式所示的控制方程：

式中：kdp2，kdi2為采用電流內(nèi)環(huán)時(shí)，d軸電流控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)；kqp2，kqi2為采用電流內(nèi)環(huán)時(shí)，q軸電流控制器的比例系數(shù)與積分系數(shù)。

因此，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的輸入電流可表示為

由式（21）可知，直接電流控制策略并未采集電網(wǎng)電壓信息，當(dāng)電網(wǎng)電壓出現(xiàn)波動(dòng)，飛輪電池充放電電流不能及時(shí)進(jìn)行調(diào)節(jié)。而采用直接功率控制策略，電流調(diào)節(jié)器采集了電網(wǎng)電壓信息如式（15）所示，能有效抑制由于微電網(wǎng)電壓波動(dòng)造成的母線電壓的波動(dòng)。

2.3 功率前饋環(huán)節(jié)分析

由式（5）可知母線電壓波動(dòng)表示為

即在微電網(wǎng)電壓恒定的情況下，母線電壓波動(dòng)由id與P2確定。當(dāng)P2變化時(shí)，網(wǎng)側(cè)PWM變換器需通過(guò)感知udc的波動(dòng)來(lái)調(diào)節(jié)id。因此P2變化時(shí)，網(wǎng)側(cè)PWM變換器的調(diào)節(jié)速度滯后，需通過(guò)電容充放電實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)PWM變換器功率與機(jī)側(cè)PWM變換器功率的平衡，影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。母線電壓頻繁的波動(dòng)，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，效率降低，動(dòng)態(tài)性能差。為改善系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，圖2所示的控制策略中還采用了基于式（4）所示的功率守恒，采用功率前饋補(bǔ)償?shù)姆绞綔p小機(jī)側(cè)PWM變換器功率變化對(duì)直流母線電壓的影響。

3 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真結(jié)果分析

本文利用Simulink搭建了仿真平臺(tái)。圖3、圖4所示為飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)從充電狀態(tài)切換為放電狀態(tài)時(shí)的母線電壓波形與微電網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形。從圖中看出，采用該控制策略實(shí)現(xiàn)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)平穩(wěn)的切換工作狀態(tài)。微電網(wǎng)側(cè)PWM變換器能夠由整流狀態(tài)迅速切換到逆變狀態(tài)，可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行。飛輪儲(chǔ)能裝置能夠迅速切換工作狀態(tài)，充放電速度快，能夠迅速對(duì)微電網(wǎng)電能進(jìn)行調(diào)節(jié)，提高微電網(wǎng)電能質(zhì)量。

圖3 直流母線電壓仿真波形Fig.3 Simulation waveform of the DC voltage

圖4 微電網(wǎng)電壓、電流仿真波形Fig.4 Simulation waveforms of the micro-grid voltage and current

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證該控制策略的優(yōu)越性，參照?qǐng)D5所示的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)原理圖搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。

圖5 背靠背變換器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)原理圖Fig.5 The schematic map of back-to-back converter system

圖5中，控制系統(tǒng)數(shù)字信號(hào)處理器選用了飛思卡爾公司的MC56F8346，背靠背變換器中功率器件選用了英飛凌公司的FS50R06KE3，IGBT驅(qū)動(dòng)芯片選用了Avago公司的光電耦合器HCPL-316J。本文通過(guò)大電網(wǎng)代替微電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)充放電的控制。

圖6、圖7所示為飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)從充電狀態(tài)切換到放電狀態(tài)時(shí)，直流母線電壓波形與電網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形。從圖中可以看出，采用增加功率前饋補(bǔ)償?shù)闹苯庸β士刂撇呗裕軐?shí)現(xiàn)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)平穩(wěn)的切換工作狀態(tài)；直流母線電壓的波動(dòng)較小，調(diào)節(jié)時(shí)間短，可在20 ms內(nèi)快速恢復(fù)；當(dāng)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)切換工作狀態(tài)時(shí)，電流畸變小，電流調(diào)節(jié)速度快。因此當(dāng)微電網(wǎng)用電負(fù)荷或供電功率發(fā)生變化后，飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)能夠快速切換工作狀態(tài)，調(diào)節(jié)微電網(wǎng)電能質(zhì)量。

圖6 直流母線電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experiment waveform of the DC voltage

圖7 電網(wǎng)電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experiment waveforms of the grid voltage and current

4 結(jié)論

微電網(wǎng)系統(tǒng)中儲(chǔ)能裝置不可或缺，飛輪儲(chǔ)能裝置具有諸多優(yōu)點(diǎn)，使得其受到越來(lái)越多的關(guān)注，本文針對(duì)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)中電力電子裝置所采用的背靠背變換器的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了分析，在此基礎(chǔ)上提出了增加功率前饋補(bǔ)償?shù)闹苯庸β士刂撇呗?。該控制策略能夠在飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)充電建壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程中避免電流沖擊；且該控制策略能夠及時(shí)反饋電網(wǎng)電壓信息。增加功率前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)后電網(wǎng)側(cè)變換器能夠快速跟蹤電機(jī)側(cè)變換器的功率波動(dòng)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。對(duì)于微電網(wǎng)系統(tǒng)，采用該控制策略后飛輪儲(chǔ)能裝置能夠快速調(diào)節(jié)微電網(wǎng)中由于用電負(fù)荷、發(fā)電機(jī)輸出功率變化導(dǎo)致的微電網(wǎng)中電壓幅值與頻率的變化，提高電能質(zhì)量。