基于SimCoder的DSP數(shù)控Buck變換器設(shè)計與實現(xiàn)

游志宇，李明月，張佑春，陳亦鮮

(1.西南民族大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川 成都 610041；2.安徽工商職業(yè)學(xué)院應(yīng)用工程學(xué)院，安徽 合肥 231131)

隨著國民經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，化石能源消耗帶來的環(huán)境污染日趨嚴(yán)重，開發(fā)與利用清潔、環(huán)保的綠色能源，以降低碳化物的排放量成為能源發(fā)展和利用的新方向[1].太陽能電池、燃料電池、超級電容器等各種可再生綠色直流供電電源在為負(fù)載供電時，其輸出端電壓不能恒定在某一固定電壓值，無法滿足用電設(shè)備穩(wěn)定供電的要求[2].為解決供電電源端電壓不穩(wěn)定的問題，可在電源輸出端串聯(lián)一個直流變換器，通過對直流變換器的調(diào)壓控制，使變換器輸出電壓穩(wěn)定在用電設(shè)備允許電壓值，以滿足用電設(shè)備的額定電壓要求.非隔離型直流變換器最基本的拓?fù)涫墙祲簲夭ㄗ儞Q器(Buck)和升壓斬波變換器(Boost)，可以實現(xiàn)電源輸出電壓的降壓與升壓調(diào)整.隨著微處理器性能的提升，數(shù)字控制式直流變換器成為工業(yè)電源變換領(lǐng)域發(fā)展的一個方向[3-8].傳統(tǒng)模擬控制直流變換器在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，需要重新設(shè)計或者更改模擬元器件參數(shù)，使得需求發(fā)生變化時重新實現(xiàn)變換器需要較長的設(shè)計更改周期；數(shù)字控制直流變換器的控制環(huán)路采用微處理器實現(xiàn)，當(dāng)輸入/輸出要求發(fā)生變化時，僅需調(diào)整數(shù)字控制環(huán)路程序并重新適配即可完成電源的調(diào)整與更改，其更改周期短、實現(xiàn)成本低.

數(shù)控直流變換器涉及電力電子變換器硬件及數(shù)控軟件的設(shè)計.為了降低數(shù)控直流變換器控制軟件的設(shè)計難度，可利用PSIM仿真軟件的SimCoder功能實現(xiàn)DSP微處理器控制環(huán)路程序代碼的自動生成，隨后將生成的程序代碼編譯下載到DSP微處理器中即可實現(xiàn)數(shù)控直流變換器的控制[6-8]，降低了數(shù)控直流變換器控制程序的設(shè)計難度，加快了設(shè)計流程，縮短了開發(fā)時間.本文基于TI F28335 DSP微處理器，利用PSIM仿真軟件的SimCoder功能，設(shè)計一個輸入電壓范圍為30～70 V，輸出電壓為24 V的DSP數(shù)控Buck變換器，實現(xiàn)恒定電壓輸出.

1 系統(tǒng)方案

直流變換器是一個閉環(huán)控制系統(tǒng)，常用的控制環(huán)路有單環(huán)控制和雙環(huán)控制[9]，參與控制的參量有輸出電壓、電感電流、續(xù)流二極管電流等參量.根據(jù)單環(huán)反饋和雙環(huán)反饋直流變換器的基本工作原理，閉環(huán)反饋控制直流變換器由功率變換電路、控制參量測量傳感器及控制環(huán)路三大部分構(gòu)成，如圖1所示.功率變換電路包含直流變換電路(圖中以Buck變換電路為示例，可以是Buck、Boost、Buck-Boost等直流變換電路)和功率開關(guān)管驅(qū)動電路.直流變換電路實現(xiàn)電能的變換，開關(guān)管驅(qū)動電路是將控制環(huán)路送來的PWM控制信號進(jìn)行功率放大，以便能驅(qū)動功率開關(guān)管.不論是模擬控制直流變換器，還是數(shù)字控制直流變換器，這兩部分都是采用模擬硬件電路實現(xiàn).

測量傳感器根據(jù)采用的控制反饋方法不同，包含的傳感器個數(shù)及類型不一樣，不論包含何種傳感器及數(shù)量，此處統(tǒng)稱為測量傳感器.測量傳感器主要有電壓傳感器和電流傳感，用于測量參與控制的狀態(tài)參量.電流傳感器一般用霍爾電流傳感器、高精度電阻器等進(jìn)行采樣；電壓傳感器一般用電阻分壓器、霍爾電流傳感器、隔離電壓變送器等進(jìn)行采樣.測量傳感器一般是將待測參量轉(zhuǎn)換成與之對應(yīng)的、成一定比例的模擬電壓量.不論是模擬控制直流變換器，還是數(shù)字控制直流變換器，此部分均是采用硬件電路實現(xiàn).

直流變換器的控制一般采用PWM控制，控制環(huán)路主要是根據(jù)測量傳感器測量的控制參量，產(chǎn)生一定占空比的PWM控制信號.在模擬控制直流變換器中，該部分采用模擬硬件實現(xiàn)(一般采用專用控制芯片產(chǎn)生PWM控制信號).一旦控制環(huán)路硬件設(shè)計完成，其控制環(huán)路的控制策略及控制參數(shù)便確定不可更改.在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，若要更改其控制環(huán)路，需要重新設(shè)計控制環(huán)路硬件電路；在數(shù)字控制直流變換器中，該部分采用微處理器(比如DSP、STM32等高性能微處理器)通過編程實現(xiàn)，控制策略可以采用比較先進(jìn)的或復(fù)雜的數(shù)字控制策略[10-15].在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，不需要重新設(shè)計控制環(huán)路硬件，僅需要重新設(shè)計控制環(huán)路實現(xiàn)程序即可.本文基于TI F28335 DSP微處理器，設(shè)計一個輸入電壓范圍為30～70 V，輸出電壓為24 V的DSP數(shù)控直流Buck變換器，其功率變換電路、開關(guān)管驅(qū)動電路及測量傳感器電路與模擬直流變換器設(shè)計一樣采用硬件電路實現(xiàn)，但控制環(huán)路由DSP微處理器編程實現(xiàn).數(shù)字控制環(huán)路通過DSP自帶的ADC單元采樣測量傳感器輸出的被控參量(IL、Vo)，對采樣獲得的參量進(jìn)行某種控制運(yùn)算，運(yùn)算后獲得的控制量送入DSP自帶的PWM功能單元產(chǎn)生一定占空比的PWM控制信號，并由開關(guān)管驅(qū)動電路實現(xiàn)對功率開關(guān)管的開關(guān)控制，從而實現(xiàn)對功率變換電路的變換控制，以獲得期望的恒定輸出電壓值.整個控制環(huán)路由DSP微處理器的ADC單元、PWM單元、控制算法等編程實現(xiàn)，控制算法可根據(jù)設(shè)計需要采用不同的控制策略.

2 Buck變換器硬件分析

基于圖1所示的直流變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，在設(shè)計DSP數(shù)字控制環(huán)路之前，需根據(jù)Buck變換器輸入/輸出參數(shù)，分別對功率變換電路硬件、測量傳感器電路硬件及DSP數(shù)字控制器硬件展開設(shè)計.本文設(shè)計的DSP數(shù)控Buck變換器具體包含Buck功率變換電路、輸出電壓VOUT與電感電流IL測量電路、開關(guān)管驅(qū)動電路、DSP控制環(huán)路電路及輔助電源電路等硬件單元.DSP數(shù)控Buck變換器的輸入電壓范圍為30～70 V，額定輸入電壓為50 V，輸出電壓額定值為24 V，開關(guān)頻率為40 kHz，最大輸出功率為120 W，最大輸出電流為5 A.根據(jù)輸入/輸出參數(shù)設(shè)計的DSP數(shù)控Buck變換器的電感值L=365 uH(ESR=1 nΩ)，輸出濾波電容值C=300 uF(ESR=43 mΩ).Buck功率變換電路原理圖如圖2所示.圖中IL和VOUT分別是由測量傳感器采樣電路采用得到的電感電流和輸出電壓.輸入濾波電容C1取200 uF，緩沖吸收電路RC1和RC2中的R為100Ω，電容C分別為1 uF和2.2 uF.

輸出電壓VOUT采用傳感器進(jìn)行測量，傳感器增益為0.024.采樣得到的VOUT將送入DSP控制器的ADC輸入通道，供DSP控制器采樣當(dāng)前變換器的輸出電壓VOUT.電感電流IL采用霍爾電流傳感器進(jìn)行測量，傳感器增益為0.3.電流采樣輸出的對應(yīng)電壓IL將送入DSP控制器的ADC輸入通道，供DSP控制器采樣當(dāng)前變換器的電感電流IL.

DSP數(shù)控Buck變換器的控制環(huán)路由DSP微控制器實現(xiàn)，需要采集變換器輸出電壓VOUT、電感電流IL、啟停控制信號SW.再根據(jù)設(shè)計的控制策略產(chǎn)生一定占空比的PWM控制信號以驅(qū)動IRF640開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，實現(xiàn)對Buck變換器的控制.設(shè)計的DSP控制環(huán)路原理框圖如圖3所示.模擬信號VOUT和IL分別來自測量傳感器采樣電路的輸出，JTAG接口是DSP微處理器的編程接口，RS232接口可實現(xiàn)對DSP控制器內(nèi)部控制參數(shù)的調(diào)整及控制參量的監(jiān)視.啟?？刂仆ㄟ^外部的一個自鎖按鈕SW實現(xiàn)控制，按鈕輸出的控制信號SW連接到DSP的GPIO輸入端口.

當(dāng)按鈕SW按下時，從GPIO端口輸入低電平，控制PWM發(fā)生器停止工作；當(dāng)按鈕SW未按下時，由于DSP的GPIO管腳內(nèi)部帶上拉電阻，故此時從GPIO端口輸入高電平，控制PWM發(fā)生器啟動工作，產(chǎn)生PWM信號，控制變換器功率電路進(jìn)行直流斬波，實現(xiàn)設(shè)定電壓輸出.PWM1A是DSP控制器輸出的PWM驅(qū)動信號，該信號經(jīng)開關(guān)管驅(qū)動電路進(jìn)行功率放大，以控制開關(guān)管IRF640導(dǎo)通與關(guān)斷.

3 控制環(huán)路設(shè)計

直流變換器一般采用負(fù)反饋構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)，為使閉環(huán)系統(tǒng)滿足靜態(tài)和動態(tài)指標(biāo)要求，一般需要對反饋控制環(huán)路進(jìn)行設(shè)計[9，15].反饋控制環(huán)路補(bǔ)償器可以采用頻域法進(jìn)行設(shè)計，根據(jù)增益裕量和相位裕量來設(shè)計控制環(huán)路補(bǔ)償器，使其符合系統(tǒng)穩(wěn)定性要求.不同的系統(tǒng)其響應(yīng)特性要求不一致，一般增益裕量設(shè)計在10～20 dB左右，相位裕量設(shè)計在45°～60°左右.

3.1 控制環(huán)路設(shè)計

本文采用單環(huán)電壓反饋控制實現(xiàn)Buck變換器的設(shè)計，其控制環(huán)路原理框圖如圖4所示.根據(jù)變換器的輸出電壓VOUT與設(shè)定輸出值Vref進(jìn)行比較產(chǎn)生當(dāng)前輸出誤差Verr，Verr再經(jīng)補(bǔ)償器(圖中示例為PI補(bǔ)償器，可為設(shè)計的任意補(bǔ)償器)、限幅器后得到當(dāng)前的控制電壓Vc；再與鋸齒波Sw比較，產(chǎn)生當(dāng)前所需控制占空比的PWM信號.當(dāng)Buck變換器輸入或者負(fù)載發(fā)生變化時，會導(dǎo)致當(dāng)前輸出電壓VOUT發(fā)生變化，反饋控制環(huán)路將自動產(chǎn)生新占空比的PWM信號，從而調(diào)整變換電路快速恢復(fù)到設(shè)定輸出值.

圖4 單環(huán)電壓反饋控制Buck變換器控制環(huán)路原理框圖Fig.4 Control loop structure diagram of single loop voltage feedback control Buck converter

根據(jù)圖4所示控制環(huán)路原理框圖，控制環(huán)路可完全由DSP微處理器實現(xiàn).本文利用Type 3型補(bǔ)償器設(shè)計所需的控制環(huán)路如圖5(a)所示，鋸齒波信號Sw頻率為40 kHz、峰值為5 V、谷值為0 V.利用小信號建模法推導(dǎo)出變換器的轉(zhuǎn)移傳遞函數(shù)及開環(huán)環(huán)路傳遞函數(shù)[14]，再根據(jù)傳遞函數(shù)的幅頻及相頻特性曲線對Type 3型補(bǔ)償器進(jìn)行設(shè)計.本文設(shè)計的控制環(huán)路補(bǔ)償器參數(shù)R1=547.014Ω、R2=42.3856 kΩ、R11=10 kΩ、C1=60.5275 nF、C2=15.0613 nF、C3=823.877 pF，其幅頻及相頻特性曲線如圖5(b)所示.從曲線可知，設(shè)計的控制環(huán)路增益裕量約為18.29 dB、相位裕量約為45°，滿足閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性要求.

圖5 Type 3型補(bǔ)償器控制環(huán)路及頻域特性曲線Fig.5 Type 3 compensator and frequency domain characteristic curve of control loop

3.2 控制環(huán)路離散化

電力電子仿真軟件PSIM的SimCode可將支持代碼生成的控制電路原理圖直接生成TI F28335 DSP的控制程序代碼，其生成的C程序代碼可不經(jīng)任何修改直接在DSP微處理器中運(yùn)行.為實現(xiàn)以電路原理圖的方式進(jìn)行DSP控制環(huán)路程序設(shè)計，需將設(shè)計的Type 3型補(bǔ)償器轉(zhuǎn)換為離散化的數(shù)字補(bǔ)償器[10，14]，并利用可代碼生成的電路元件構(gòu)建相應(yīng)的控制環(huán)路電路原理圖.Type 3型模擬補(bǔ)償器具有兩個零點和兩個極點，其傳遞函數(shù)為:

其中，fz1、fz1、fp1、fp2為補(bǔ)償器的兩個零點和兩個極點，kgain為補(bǔ)償器的增益，n為補(bǔ)償器的階數(shù)，An和Bn為多項式s域傳遞函數(shù)形式的系數(shù).根據(jù)圖5(a)的Type3型補(bǔ)償器電路原理圖各元件參數(shù)，Type 3型補(bǔ)償器可轉(zhuǎn)化為三階s域傳遞函數(shù)，其表達(dá)式為:

轉(zhuǎn)化后的補(bǔ)償器控制環(huán)路電路原理圖如圖6(a)所示.當(dāng)前輸出電壓值VOUT與設(shè)定輸出值Vref經(jīng)Type3補(bǔ)償器運(yùn)算后獲得Vc1控制電壓，Vc1經(jīng)限幅器限制在0～5 V范圍內(nèi)形成控制電壓Vc；Vc與鋸齒波Sw比較后獲得一定占空比的PWM信號.為實現(xiàn)數(shù)字化控制，需要將s域補(bǔ)償器轉(zhuǎn)換為z域離散化補(bǔ)償器.可利用后向歐拉法(Backward Euler)將s域傳遞函數(shù)H(s)離散化為z域傳遞函數(shù)H(z)，采樣頻率設(shè)置為40 kHz，離散化后的控制環(huán)路電路原理圖如圖6(b)所示，H(z)表達(dá)式為:

圖6(b)中Buck變換器輸出電壓VOUT經(jīng)零階保持器ZOH進(jìn)行離散化(采樣頻率為40 kHz)，以獲得與開關(guān)頻率一致的離散化變換器輸出電壓值.離散化VOUT與設(shè)定輸出值Vref經(jīng)離散化補(bǔ)償器運(yùn)算后獲得Vc2控制電壓，再經(jīng)限幅器LIM1獲得控制信號Vc1，再經(jīng)單位延遲DU單元(延遲單元DU頻率為40 kHz，形成一個開關(guān)周期的延時)延時，以獲得延遲一個開關(guān)周期的控制信號Vc，再與鋸齒波Sw比較得到一定占空比的PWM信號.對數(shù)字控制來說，一個周期內(nèi)完成一次輸出控制動作和一次輸入采樣動作，輸出控制與采樣同時進(jìn)行(當(dāng)前輸出的控制量Vc是前一個開關(guān)周期時采樣與運(yùn)算得到的控制量Vc1).當(dāng)輸出控制執(zhí)行完后，當(dāng)前的采樣計算也完成，得到新的控制參量Vc1將作為下一個執(zhí)行周期的控制量Vc.因此，設(shè)計的電路中需要利用單位延遲DU實現(xiàn)采樣與輸出控制的同步動作.

圖6 DSP控制環(huán)路數(shù)字離散化Fig.6 Digital Discretization of DSP Control Loop

3.3 控制環(huán)路DSP硬件化設(shè)計

針對圖6(b)已離散化的控制環(huán)路，利用TI F28335 DSP微處理器的ADC單元、輸入GPIO單元、PWM發(fā)生器單元、串口通信SCI單元進(jìn)行DSP數(shù)控環(huán)路硬件化電路設(shè)計，設(shè)計的DSP控制環(huán)路電路圖如圖7所示.

圖7 DSP控制環(huán)路電路設(shè)計圖Fig.7 Design of DSP Control Loop

圖7(a)是DSP ADC單元對Buck功率變換電路輸出參量經(jīng)測量傳感器轉(zhuǎn)換后的模擬電壓IL及VOUT進(jìn)行采樣的實現(xiàn)電路.輸入模擬電壓IL及VOUT經(jīng)TI F28335的ADC單元進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到對應(yīng)的數(shù)字量，隨后經(jīng)零階保持器ZOH(采樣頻率設(shè)置為40kHz)獲得與變換器開關(guān)頻率一致的離散化數(shù)字控制參量.離散化后的采樣參量經(jīng)比例增益放大器K還原為原始大小，再由串口SCI單元輸出進(jìn)行監(jiān)視；離散化后的變換器輸出電壓DVOUT送入圖7(c)的控制環(huán)路參與控制運(yùn)算，產(chǎn)生所需的PWM信號.

圖7(b)是設(shè)計的啟/?？刂萍败泦覦SP實現(xiàn)硬件電路原理圖.外部啟/?？刂崎_關(guān)信號SW經(jīng)DSP的GPIO49管腳輸入，形成啟/?？刂菩盘朢un.Run信號一方面給PWM發(fā)生器的Start PWM(高電平有效)和Stop PWM(高電平有效)單元，控制PWM發(fā)生器的啟動/停止；另一方面給軟啟動積分器，對初始值Vss0=2 mV進(jìn)行積分，產(chǎn)生軟啟動控制信號Vss.MIN單元選取軟啟動信號Vss與設(shè)定輸出值Vsref=24 V*0.024(設(shè)置變換器的輸出值為24 V，24 V經(jīng)電壓傳感器采樣后為24*0.024 V)中較小值作為當(dāng)前設(shè)定輸出值Vref，隨后送入圖7(c)的控制環(huán)路進(jìn)行控制運(yùn)算.

圖7(c)左邊部分是將圖6(b)中的比較器和鋸齒波用DSP的PWM發(fā)生器代替，產(chǎn)生控制電壓Vc對應(yīng)占空比的PWM脈沖.DSP的PWM發(fā)生器本身具有一個開關(guān)周期的延時，因此圖6(b)中的單位延時單元DU可省掉.圖7(c)右邊部分SCI Config、DSP Config和F28335 Board Config是對DSP的串口、DSP系統(tǒng)時鐘、及DSP控制板硬件通道的設(shè)置，具體設(shè)置與設(shè)計的控制環(huán)路DSP控制器硬件參數(shù)一致.

4 系統(tǒng)實現(xiàn)與測試

4.1 DSP數(shù)控Buck變換器仿真驗證

利用圖2的功率變換電路和圖7的DSP控制環(huán)路硬件電路在PSIM仿真軟件中構(gòu)建基于DSP數(shù)控Buck變換器的仿真電路模型.設(shè)置仿真控制時間步長為0.25 us、仿真時間為0.1 s、仿真硬件為TI F28335.另外，將變換器的初始輸入電壓設(shè)置為40 V，在0.04 s時輸入電壓從40 V跳變?yōu)?0 V；負(fù)載初始功率設(shè)置為50 W，在0.07 s時負(fù)載功率從50 W跳變到100 W.對構(gòu)建的DSP數(shù)控Buck變換器仿真電路模型進(jìn)行仿真，其仿真波形如圖8所示.

圖8 DSP控制環(huán)路硬件化仿真波形Fig.8 Simulation waveform of DSP control loop hardware

圖8中VOUT/0.024為設(shè)計的DSP數(shù)控Buck變換器的輸出電壓.當(dāng)啟動信號為高時，輸出電壓VOUT/0.024從0 V逐步增大到設(shè)定輸出值24 V，并穩(wěn)定在24 V輸出；0.04 s輸入電壓VIN/0.024從40 V跳變到60 V，輸出電壓VOUT/0.024在DSP控制環(huán)路的自動調(diào)節(jié)下，快速穩(wěn)定到設(shè)定輸出值24 V，僅在0.04 s時有微小的波動；0.07 s時負(fù)載從50 W跳變到100 W，負(fù)載電流Io從2.08 A跳變到4.16 A，輸出電壓VOUT/0.024在DSP控制環(huán)路的自動調(diào)節(jié)下，快速穩(wěn)定到設(shè)定輸出值24 V，僅在0.07s時有微小的波動.Vrun為啟?？刂颇M信號，當(dāng)Vrun為高電平時變換器啟動運(yùn)行，當(dāng)Vrun為低時變換器停止運(yùn)行，仿真波形表明設(shè)計的DSP啟停控制電路工作正確，實現(xiàn)了DSP數(shù)控Buck變換器的啟?？刂?Vss是設(shè)計的軟啟動控制信號，當(dāng)Run信號有效時，軟啟動信號從初始值Vss0=2 mV開始積分，隨著積分的進(jìn)行，Vss信號從2 mV逐步增大到5 V，當(dāng)Vss信號小于輸出設(shè)定值Vsref時，變換器輸出設(shè)置值Vref為Vss；當(dāng)Vss信號大于輸出設(shè)定值Vsref時，變換器輸出設(shè)置值Vref為Vsref.從VOUT/0.024輸出波形可知，在剛啟動時變換器的輸出值是逐步增大到期望設(shè)定值24 V的，啟動過程實現(xiàn)了軟啟動.

4.2 DSP數(shù)控Buck變換器實現(xiàn)與測試

針對構(gòu)建的DSP數(shù)控Buck變換器仿真模型，在經(jīng)仿真驗證后可利用PSIM仿真軟件的SimCoder自動代碼生成功能，將設(shè)計的IT F28335 DSP數(shù)字控制環(huán)路生成對應(yīng)的C程序?qū)崿F(xiàn)代碼.對生成的C程序代碼不經(jīng)任何修改直接生成DSP的可執(zhí)行程序，并將可執(zhí)行程序下載到設(shè)計的控制環(huán)路DSP控制器中，實現(xiàn)對Buck變換器的DSP數(shù)字控制環(huán)路程序設(shè)計[4，6].針對設(shè)計實現(xiàn)的DSP數(shù)控Buck變換器，利用直流電源、電子負(fù)載及示波器進(jìn)行測試.在不同的測試條件下，示波器捕獲的輸出電壓波形如圖9所示.

圖9(a)為電子負(fù)載抽取電流Io依次為2 A、3 A、4 A、3 A(電流探頭100 mV/A)連續(xù)突變時輸出電壓VOUT的波形，從輸出電壓波形可知，在負(fù)載突變時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(b)為輸入電壓VIN依次為35 V、40 V、50 V、60 V連續(xù)突變時輸出電壓VOUT波形，從輸出電壓波形可知，在輸入突變時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(c)為變換器輸入電壓VIN從50 V逐步變到40 V期間的輸出電壓VOUT波形，從輸出電壓波形可知，在輸入連續(xù)變化時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(d)為負(fù)載突變時輸出電壓紋波曲線，輸出電壓峰峰值為800 mV，最大值為24.4 V，最小值為23.6 V；圖9(e)為軟啟動過程的啟動控制(3/SW)波形、輸出電壓VOUT波形和輸出電流Io波形，從輸出電壓波形可知，輸出電壓是逐步增大并穩(wěn)定在24 V，實現(xiàn)了軟啟動.從測試波形可知，設(shè)計的DSP數(shù)控Buck變換器輸出電壓VOUT在輸入或負(fù)載突變期間，均能穩(wěn)定在設(shè)定輸出值24 V，紋波僅為3.3%，輸出恒定，紋波較小，實現(xiàn)了設(shè)計目標(biāo).

圖9 輸出電壓VOUT測試波形Fig.9 Test waveform of output voltage VOUT

5 結(jié) 論

針對可再生綠色直流供電裝置在為負(fù)載供電時，其輸出端電壓不能恒定在某一固定電壓值的問題，本文利用PSIM的SimCoder功能展示了一個輸入電壓范圍為30～70 V、輸出電壓額定值為24 V的DSP數(shù)控Buck變換器控制環(huán)路設(shè)計與實現(xiàn)過程，使直流供電裝置輸出端電壓恒定在設(shè)置參考值.根據(jù)單環(huán)電壓反饋控制Buck變換器控制環(huán)路原理框圖，利用頻域分析法和Type3型補(bǔ)償器，對DSP數(shù)控Buck變換器控制環(huán)路進(jìn)行了設(shè)計，使環(huán)路增益裕量和相位裕量滿足閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性要求，利用后向歐拉法進(jìn)行離散化，并用DSP微處理器的相關(guān)硬件單元進(jìn)行控制環(huán)路電路原理圖設(shè)計，在仿真驗證后自動生成DSP控制環(huán)路C程序代碼，實現(xiàn)DSP數(shù)控Buck變換器的數(shù)字控制器設(shè)計.實驗測試表明，設(shè)計的Buck變換器控制環(huán)路在輸入電壓或負(fù)載變化時，能很好的控制輸出電壓恒定在設(shè)定參考值，實現(xiàn)了對可再生綠色直流供電裝置輸出電壓恒定輸出的目標(biāo)，為DSP數(shù)字控制環(huán)路設(shè)計以及實現(xiàn)上提供了一種新的實現(xiàn)方法，降低了數(shù)字控制環(huán)路程序設(shè)計難度，具有較強(qiáng)的實踐應(yīng)用價值.