短開路耦合諧振器加載的寬帶帶通濾波電路

陳 荻

(南京電子器件研究所,江蘇 南京 210016)

帶通濾波電路是雷達、通信等電子信息系統前端中的關鍵無源器件,常用于雜散和諧波抑制[1-8]. 近年來,多模/多路徑微帶傳輸線諧振器被研究人員用于設計寬帶帶通濾波電路[1-3],其具有物理概念清晰、結構對稱、方便奇偶模/諧振理論設計優(yōu)化等特點,因此也從單端應用擴展至平衡濾波電路的設計中[4-6]. 此外,基于多層低溫共燒陶瓷工藝的集總元件式結構也常被應用于帶通濾波電路設計中[7],相比于上述多模微帶傳輸線諧振器而言,其電路尺寸小,然而其參數優(yōu)化復雜,三維立體環(huán)境中電路互耦難以解析分析. 基片集成波導技術也被應用于帶通濾波電路的設計[8],類似金屬波導諧振器,基片集成波導融合平面電路和金屬波導雙方面優(yōu)勢,能夠方便地在平面印刷電路中實現多模諧振,基于這些多模諧振可以有效實現帶通濾波電路. 然而相比微帶傳輸線諧振器而言,基片集成波導諧振器需要金屬化過孔,加工成本較高,傳輸互連復雜,且其諧振模式主要取決于諧振器平面尺寸的大小,不太適合設計低頻微波頻段的濾波電路. 因此,基于平面微帶諧振器的濾波電路設計在微波頻段是一種較好的選擇.

本文基于短開路耦合諧振器設計了一款工作于S波段的寬帶帶通濾波電路,在其通帶內實現5個傳輸極點,上阻帶頻率范圍內的兩個傳輸零點有效提高了帶外抑制程度,這些傳輸零極點均得益于加載的短開路耦合諧振器. 最后,本文對所設計的帶通濾波電路進行了理論分析和實物加工測試,仿真和測試結果吻合較好.

1 基于短開路耦合諧振器加載的寬帶帶通濾波電路

1.1 電路拓撲及奇偶模分析

圖1(a)給出了所提基于短開路耦合諧振器加載的濾波電路拓撲設計,在端口1和端口2之間分別加載了2段短開路耦合諧振器(奇偶模阻抗分別為Zoe和Zoo,電長度為θ),上半部分為左右開路的耦合諧振器,下半部分為左右中短路的耦合諧振器,短路耦合諧振器左右分別接特性阻抗為Z1、電長度為θ的單端傳輸線,輸入輸出端口阻抗均為50 Ω. 由于圖1(a)電路拓撲結構的對稱性,在中間平面分別加載理想電壁和磁壁,其奇偶模等效電路分別如圖1(b)和圖1(c)所示.

圖1 電路拓撲設計Fig.1 Circuit topology design

因此,圖1(b)中單端口輸入偶模導納Yeven、圖1(c)中奇模導納Yodd分別為:

(1)

(2)

式中,Yoe=1/Zoe,Yoo=1/Zoo,Y1=1/Z1. 當Yeven=0或者Yodd=0時,可以獲得奇偶模電路的諧振頻率為:

(3)

(4)

當θ趨近90°時,Yodd的極限趨近于0,因此還存在一個奇模諧振頻點發(fā)生在該帶通濾波器的中心頻率f0處. 此外,帶通濾波電路的傳遞矩陣為M1×Mc×Mc×M1,其中

(5)

(6)

根據上述傳遞矩陣,可以轉換至Y和S參數矩陣,當S21=0時,可以獲得通帶附近的2個傳輸零點為:

(7)

式中,

(8)

圖2給出了上述理論計算結果. 如圖2(a)所示,存在5個傳輸極點(fodd1、feven1、f0、feven2、fodd2),這也可以從圖2(b)通帶局部放大圖中觀察到,通帶邊沿主要由fodd1和fodd2決定,帶內平坦度可以跳過feven1和feven2調節(jié). 如圖2(c)所示,通帶附近的兩個傳輸零點(ftz1和ftz2)則主要由于輸入輸出端口處短開路耦合諧振器兩路電磁波的等幅反向疊加而成的,這也可以從圖2(c)中去掉短路耦合諧振器的仿真結果(虛線)得到進一步確認. 0和2f0為上述短開路耦合諧振器固有的傳輸零點,2f0可以起到進一步提高上阻帶抑制程度的效果.

圖2 理論分析結果Fig.2 Theory analysis

當Z0和θ固定時,所提出的濾波電路性能主要取決于Zoe、Zoo和Z1. 這里通過上述理論公式推導,圖3 給出了傳輸零極點隨上述3個特征阻抗的變化關系. 從圖3(a)可以看到,隨著耦合系數k(k=(Zoe-Zoo)/(Zoe+Zoo))的增大,fodd1、fodd2、ftz1和ftz2朝著遠離中心頻率方向移動,feven1和feven2的變化則不明顯. 從圖3(b)可以看到,隨著Z1的增大,上述傳輸零極點均遠離中心頻率方向移動. 因此,可以借助上述趨勢,調整所提出帶通濾波電路的頻率選擇性能.

圖3 頻率選擇性能與電路參數的參數分析Fig.3 Analyses between the filtering performance and the circuit parameters

1.2 濾波電路結構實現

基于上述理論分析,最終所設計的濾波電路的電路參數為Z0=50 Ω,Z1=70 Ω,Zoe=180.5 Ω,Zoo=80.3 Ω,f0=3.0 GHz. 圖4為基于微帶傳輸線結構實現的圖1(a)的電路布局圖,所選擇的微帶襯底的介電常數為εr=2.65,損耗角正切為tanδ=0.002,厚度h=1.0 mm. 仿真結果如圖5(a)所示,帶內具有4個傳輸極點,由于損耗等因素fodd2和feven2在3.5 GHz傳輸零點附近兼并退化,該通帶的3 dB仿真相對帶寬約為76%(1.9～4.2 GHz),帶內插損優(yōu)于1.0 dB,2.0～3.85 GHz頻帶內回波損耗優(yōu)于15 dB. 仿真的三個傳輸零點分別位于1.58 GHz,4.5 GHz,4.8 GHz,上阻帶-20 dB抑制為4.4～7.8 GHz. 整個仿真的帶內群時延較為平坦,優(yōu)于0.85 ns.

l1=3.0 mm,l2=4.2 mm,l3=2.73 mm,l4=4.94 mm,m1=34.2 mm,m2=17.1 mm,w0=2.7 mm,w1=0.75 mm,w2=0.3 mm,t1=34.2 mm,t2=17.1 mm,d=0.4 mm,g1=0.28 mm,g2=0.6 mm,g3=1.2 mm,g4=1.2 mm,s=1.43 mm圖4 所提出濾波電路的微帶實現設計布局圖Fig.4 Microstrip implementation of the proposed filter circuit

2 實驗測試

測試結果圖5(a)所示,仿真和測試結果吻合較好,傳輸零極點之間輕度的頻率偏移主要由于測試和加工誤差引起的. 3 dB測試通帶頻率為2.25 GHz～3.75 GHz,帶內測試插損在1 dB以內,回波損耗優(yōu)于15 dB,帶外20 dB抑制為4.45 GHz～8.3 GHz,實測群時延小于0.9 ns. 圖5(b)所示為根據圖4電路布局所加工的微帶濾波電路實物圖.

圖5 實驗測試Fig.5 Measurement

表1給出了本文所做工作和其他相關參考文獻的性能對比. 可以看到相比其他微波頻段的寬帶帶通濾波器[1,3],本文所設計的寬帶濾波電路能夠實現5個傳輸極點和較寬的上阻帶抑制. 對比其他S波段(2～4 GHz)的帶通濾波器[9-10],本文所設計的寬帶濾波電路能夠實現較寬的工作帶寬,且本文所采用的是普通PCB襯底上通過微帶傳輸線設計實現,具有低成本的優(yōu)勢,適合Sub 6 GHz無線通信系統大規(guī)模低成本應用.

表1 相關工作性能對比Table 1 Performance comparison between related works

3 結論

本文基于短開路耦合諧振器結構提出了一種新型寬帶帶通濾波電路,并基于奇偶模理論對所提出的寬帶濾波電路拓撲進行了傳輸零極點的理論分析,探討了其傳輸零極點和電路參數之間的關系. 最后,根據所提出的寬帶帶通濾波電路的拓撲,通過微帶傳輸線技術實現了所設計的濾波電路,并對其進行了實驗測試,仿真結果和實驗測試吻合較好.