采用單元電路法的4THz單片集成混頻器設(shè)計(jì)*

唐家軒,李少甫,何婷婷,余蔣平,唐穎穎

(西南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院,四川 綿陽 621010)

0 引 言

低頻段太赫茲(Terahertz,THz)技術(shù)在國內(nèi)外日趨成熟,面臨更高探測(cè)精度和通信速率等應(yīng)用需求,高頻段頻譜資源的利用在世界各國具有較大競爭力。目前太赫茲時(shí)域和頻域光譜檢測(cè)技術(shù)在應(yīng)用方面仍然存在不足[1～3]。自由電子激光器(free electron laser,FEL)和量子級(jí)聯(lián)激光器(quantum cascade laser,QCL)可以解決太赫茲輻射源功率低、頻譜分辨率低等面向?qū)嶋H應(yīng)用的難題。作為高分辨率太赫茲譜儀中的重要組件,需要研究設(shè)計(jì)太赫茲諧波混頻器。2016年,Bulcha B T等人設(shè)計(jì)了基于QCL的1.8～3.2 THz寬帶諧波混頻器[4]。美國宇航局聯(lián)合 VDI 研究出 3～5 THz四次諧波混頻器,主體電路集成在2 μm砷化鎵基片上,這是目前為止工作頻率最高的混頻器[5]。國內(nèi)關(guān)于混頻器的報(bào)導(dǎo)多集中在1 THz以下頻段,2020年,電子科技大學(xué)的徐一朋和紀(jì)東峰分別設(shè)計(jì)了兩種1 THz單片集成混頻器[6～7],進(jìn)一步拓展了混頻器的工作頻率,驗(yàn)證了太赫茲較高頻段混頻器自主設(shè)計(jì)的可行性。

本文自主研究設(shè)計(jì)了用于偶次諧波混頻的肖特基二極管,還設(shè)計(jì)了性能優(yōu)異的波導(dǎo)—懸置微帶過渡電路和濾波器,混頻器主體電路集成在3 μm厚的砷化鎵薄膜上。

1 混頻器單元電路設(shè)計(jì)

1.1 肖特基二極管設(shè)計(jì)優(yōu)化

二極管的本征截止頻率可由式(1)計(jì)算得到

fs=1/2πRsCj0

(1)

根據(jù)式(1),需要通過合理的設(shè)計(jì)來降低零偏結(jié)電容Cj0和級(jí)聯(lián)電阻Rs,提高二極管的本征截止頻率。二極管的級(jí)聯(lián)電阻Rs主要包括外延層電阻Repi,緩沖層中的擴(kuò)散電阻Rspread,緩沖層電阻Rbuffer,設(shè)計(jì)時(shí)需要盡量降低這三部分阻抗,從而減小信號(hào)在二極管內(nèi)部間的能量損耗。二極管的零偏置結(jié)電容Cj0可由式(2)計(jì)算得出[8],外延層電阻Repi可由式(3)和式(4)計(jì)算得出[9]

(2)

(3)

(4)

緩沖層趨膚深度可由式(5)計(jì)算得出

(5)

式中σbuf為緩沖層電導(dǎo)率,μ0為自由空間磁導(dǎo)率,f為二極管工作頻率。計(jì)算得到工作頻率為4 THz時(shí),趨膚深度為0.658 μm,設(shè)計(jì)二極管緩沖層厚度為1 μm。為盡可能地降低緩沖層電阻,設(shè)計(jì)緩沖層摻雜濃度為5×1018cm-3。

Tang A Y等人發(fā)現(xiàn)采用垂直溝道結(jié)構(gòu)可以減弱二極管內(nèi)部結(jié)構(gòu)在高頻工作條件下引入的渦流效應(yīng)、臨近效應(yīng)[10],本次肖特基二極管的設(shè)計(jì)依然采用垂直溝道結(jié)構(gòu)。初步建立平面垂直溝道二極管的三維模型后,還需優(yōu)化二極管的三維封裝結(jié)構(gòu)以降低二極管的寄生參量。如圖1所示,具體做法為合理地減小空氣橋厚度和寬度,減小空氣橋和摻雜層之間的耦合電容Cfe,Cfb;合理設(shè)計(jì)焊盤間距,減小兩焊盤之間的耦合電容Cpp和空氣橋寄生電感Lf；減薄襯底厚度,減小兩焊盤之間的耦合電容Cpp1；減薄金屬焊盤厚度可以降低焊盤與緩沖層之間的耦合電容Cpad。待其他單元電路設(shè)計(jì)完成后,仿真混頻器整體電路性能,不改變其他電路結(jié)構(gòu),不斷調(diào)節(jié)二極管各處結(jié)構(gòu),仿真比較分析整體電路性能,實(shí)現(xiàn)二極管的最優(yōu)化設(shè)計(jì)。

圖1 肖特基二極管高頻寄生參量分布

如圖2所示,最終在HFSS中建立了尺寸為21.4 μm×7 μm×4.9 μm的二極管三維模型,為保證信號(hào)從肖特基接觸流向歐姆接觸,需要避免金屬焊盤與外延層接觸,同時(shí)保證足夠的歐姆接觸面積,設(shè)計(jì)金屬焊盤與外延層之間的距離為0.2 μm。此外,設(shè)計(jì)襯底長度略長于緩沖層長度,避免在實(shí)際制作中二極管兩側(cè)的爬坡金屬和緩沖層、外延層接觸。

圖2 反向并聯(lián)二極管模型

如圖2所示,由于兩只二極管在結(jié)構(gòu)上完全對(duì)稱,根據(jù)二極管三維模型尺寸,如圖3所示,利用半導(dǎo)體仿真軟件SILVACO 1︰1構(gòu)建單管肖特基結(jié)模型,并正確調(diào)用遷移率模型、隧穿模型、復(fù)合模型等[11],仿真得到二極管的I-V特性曲線。對(duì)I-V特性曲線進(jìn)行理論分析計(jì)算,可進(jìn)一步得到二極管的反向飽和電流Is和理想因子n。

圖3 肖特基二極管管芯模型

根據(jù)式(6)計(jì)算得到理想因子n

(6)

式中q為元電荷,k為玻爾茲曼常數(shù)(1.37×10-23J/K),ΔV為二極管兩端電流分別為10 μA和100 μA對(duì)應(yīng)的電壓差值,T為絕對(duì)溫度。

計(jì)算出理想因子n后,在線性區(qū)任取一點(diǎn),根據(jù)式(7)可計(jì)算出二極管的反向飽和電流Is

Is=I(V)exp-(qV/nkT)

(7)

反向擊穿電壓可由式(8)計(jì)算得出

Vbr=60(Eg/1.1)3/2(ND/1016)-3/4

(8)

式中Eg為半導(dǎo)體材料的禁帶寬度,砷化鎵材料的禁帶寬度為1.42。

如表1所示,結(jié)合半導(dǎo)體軟仿和理論分析計(jì)算,得到了自主設(shè)計(jì)的肖特基二極管SPICE參數(shù)理論參考值。由于未能對(duì)自主設(shè)計(jì)的二極管進(jìn)行實(shí)物測(cè)試,表1中所列的部分SPICE參數(shù)值還比較理想。

表1 肖特基二極管SPICE參數(shù)理論參考值

1.2 射頻過渡電路設(shè)計(jì)

射頻信號(hào)經(jīng)標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)WM57(3.3～5 THz)輸入,射頻信號(hào)通過E面探針過渡結(jié)構(gòu)耦合到懸置微帶線上。為了方便裝配和固定主體單片電路,在波導(dǎo)右側(cè)伸出一段砷化鎵基片搭在石英基片上。采用EPO-TEK?H20-HC銀膠,使波導(dǎo)右側(cè)微帶與屏蔽腔壁接觸,實(shí)現(xiàn)射頻信號(hào)和直流分量的接地[12]。射頻過渡電路模型及仿真結(jié)果如圖4所示,在3.4～4.4 THz頻段范圍內(nèi)端口1的回波損耗優(yōu)于15 dB,傳輸損耗小于2.3 dB,滿足超寬帶混頻器的設(shè)計(jì)要求,可用于整體電路設(shè)計(jì)。

圖4 射頻過渡電路設(shè)計(jì)優(yōu)化結(jié)果

1.3 本振雙工器設(shè)計(jì)

1.3.1 濾波器設(shè)計(jì)

本振濾波器和中頻濾波器均采用開口諧振單元結(jié)構(gòu),如圖5所示。本文對(duì)文獻(xiàn)[7]提出的開口諧振環(huán)濾波器結(jié)構(gòu)加以改進(jìn),將縱向?qū)ΨQ的開口諧振環(huán)拆成縱向非對(duì)稱的開口諧振單元,基于開口諧振單元的濾波器結(jié)構(gòu)簡單緊湊,通過金屬線枝節(jié)之間的耦合效應(yīng)、金屬線和基板邊緣的耦合效應(yīng)引入了更多的電容和電感,進(jìn)一步提升了濾波器的帶外抑制特性。

圖5 濾波器結(jié)構(gòu)改進(jìn)示意

本振濾波器設(shè)計(jì)優(yōu)化結(jié)果如圖6所示,在0～20 GHz中頻頻率范圍內(nèi),信號(hào)通過該濾波器產(chǎn)生的傳輸損耗小于0.06 dB,回波損耗優(yōu)于30 dB,本振信號(hào)通過該濾波器產(chǎn)生的傳輸損耗小于0.8 dB,回波損耗優(yōu)于15 dB,對(duì)混頻產(chǎn)生的二次諧波信號(hào)抑制大于29 dB,回波損耗接近于0 dB,有效反射了混頻產(chǎn)生的本振二次諧波信號(hào),使其重新進(jìn)入管對(duì)參與混頻,提高了信號(hào)能量的利用率,可用于整體電路設(shè)計(jì)。

圖6 本振濾波器設(shè)計(jì)優(yōu)化結(jié)果

中頻濾波器采用5880軟基片,中頻濾波器模型和仿真優(yōu)化結(jié)果如圖7所示。該濾波器在1～50 GHz頻率范圍內(nèi),帶內(nèi)插損小于0.2 dB,回波損耗優(yōu)于30 dB,對(duì)本振頻率范圍內(nèi)的信號(hào)抑制度大于35 dB,可用于整體電路設(shè)計(jì)。

圖7 中頻濾波器設(shè)計(jì)優(yōu)化結(jié)果

1.3.2 跨傳輸線本振雙工器模型驗(yàn)證

射頻信號(hào)輸入頻率與本振信號(hào)輸入頻率差距過大時(shí),傳統(tǒng)的高次諧波混頻電路不再適用,需要提出新的電路結(jié)構(gòu)來抑制混頻產(chǎn)生的高次諧波分量[13]。為降低本振電路設(shè)計(jì)難度和整體電路復(fù)雜度,將砷化鎵電基片做成異形,設(shè)計(jì)了混合懸置微帶線,中頻濾波器采用微帶線,利用混合傳輸線對(duì)信號(hào)的衰減來保證混頻器三個(gè)端口間的高隔離度,減輕了本振濾波器設(shè)計(jì)難度。

本振雙工器由本振過渡結(jié)構(gòu)、本振濾波器和中頻濾波器組成,將靠近二極管的一端設(shè)為端口1,本振波導(dǎo)輸入設(shè)為端口2,中頻輸出設(shè)為端口3,跨傳輸線的本振雙工器三維模型及隔離性能仿真結(jié)果如圖8所示。仿真結(jié)果表明S21和S31均優(yōu)于20 dB,S參數(shù)仿真結(jié)果表明在1 700～4 400 GHz范圍內(nèi)該雙工器的隔離性能較好。

圖8 跨傳輸線本振雙工器設(shè)計(jì)優(yōu)化結(jié)果

2 混頻器整體電路仿真設(shè)計(jì)

在HFSS軟件中完成對(duì)射頻過渡、反向并聯(lián)二極管對(duì)、本振雙工器的最優(yōu)化設(shè)計(jì)后,將各個(gè)單元電路的仿真結(jié)果以SNP文件形式導(dǎo)入到ADS中,對(duì)整體電路優(yōu)化仿真。經(jīng)過反復(fù)仿真優(yōu)化,完成二極管兩端匹配枝節(jié)的設(shè)計(jì),可先將整體電路看成兩部分,在ADS中搭建的整體電路模型如圖9所示。

圖9 ADS中混頻器整體電路模型

在HFSS軟件中將匹配枝節(jié)和各個(gè)單元電路拼接,再對(duì)整體電路模型進(jìn)行仿真,這一步仿真周期長,最終導(dǎo)出S5P文件,在ADS中進(jìn)行諧波平衡分析。若仿真結(jié)果未達(dá)到設(shè)計(jì)要求,需要重新調(diào)節(jié)二極管兩端的匹配枝節(jié),直到S5P文件在ADS中的仿真結(jié)果達(dá)到設(shè)計(jì)要求,即完成設(shè)計(jì),最終混頻器的三維模型如圖10所示。采用僅固定基片兩端而讓主體電路懸空放置的方式,避免了導(dǎo)電膠對(duì)高頻電路結(jié)構(gòu)的影響,減輕了實(shí)際裝配對(duì)混頻器性能的惡化,同時(shí)保證了基片的穩(wěn)定放置。值得說明的是,在3.4～4.4 THz頻段內(nèi),由于主體砷化鎵電路傳輸線的單位傳輸損耗較大,嚴(yán)格限制了異形砷化鎵基片的長度,保證了薄基片切割的成品率。

圖10 完整混頻器三維模型

混頻器最終仿真結(jié)果如圖11所示,混頻器輸入信號(hào)在3.4～4.4 THz范圍,本振驅(qū)動(dòng)動(dòng)率5 dBm時(shí),單邊帶下變頻損耗在57.3～64.3 dB范圍內(nèi),射頻回波損耗優(yōu)于11 dB。混頻器變頻損耗曲線在3.4～4.0 THz頻率范圍內(nèi)平坦度較好,且變頻損耗優(yōu)于60 dB,整體電路性能較為穩(wěn)定。

圖11 整體電路仿真結(jié)果

表2列出了本文設(shè)計(jì)結(jié)果與國內(nèi)外相關(guān)文獻(xiàn)報(bào)導(dǎo)的混頻器性能比較。

表2 較高頻段諧波混頻器性能比較

3 結(jié) 論

本文提出了采用混合傳輸線的主體電路結(jié)構(gòu),仿真結(jié)果表明:混頻器三個(gè)端口之間的隔離度較好。利用HFSS軟件對(duì)混頻器各單元電路進(jìn)行了仿真優(yōu)化設(shè)計(jì),再聯(lián)合ADS軟件對(duì)混頻器整體電路進(jìn)行仿真優(yōu)化,整體電路仿真結(jié)果較好。本文初步驗(yàn)證了3 THz以上高次諧波混頻器自主設(shè)計(jì)的可行性,結(jié)果具有重要意義。與國內(nèi)加工單位溝通,自主設(shè)計(jì)的混頻二極管是可加工的,受限于混頻器的加工成本和加工周期,暫時(shí)還未能進(jìn)行實(shí)物測(cè)試。此外,受限于當(dāng)前國內(nèi)二極管的加工工藝,自主設(shè)計(jì)的二極管截止頻率仍然有限。今后的研究將集中于肖特基二極管的設(shè)計(jì)和實(shí)測(cè),得到更加準(zhǔn)確的二極管SPICE參數(shù),提高混頻器仿真結(jié)果的準(zhǔn)確性。