寬電壓輸入單相非隔離逆變及模擬并網(wǎng)裝置

孫 健，李 智，林國漢，顏金娥

（湖南工程學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院，湘潭411104）

0 引言

根據(jù)國家能源局?jǐn)?shù)據(jù)，2014-2019年，中國光伏發(fā)電累計裝機(jī)容量逐年增長，新增裝機(jī)容量增長速度趨勢放緩.截至2020年6月底，中國光伏發(fā)電累計裝機(jī)達(dá)到2.16億千瓦.光伏并網(wǎng)逆變器是太陽能發(fā)電的重要環(huán)節(jié)［1-3］，光伏并網(wǎng)系統(tǒng)采用逆變器直接向電網(wǎng)輸送功率［4-6］.

并網(wǎng)裝置在保證高效率和高功率密度的同時也要求電源適應(yīng)寬范圍的電壓輸入［7-8］.傳統(tǒng)的并網(wǎng)發(fā)電裝置前級DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是采用BOOST拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、變換效率高、控制策略容易，但適應(yīng)的輸入電壓范圍有限.當(dāng)光源過飽和時，此時電壓等級高，前級BOOST電路無法穩(wěn)定母線電壓.因此，此裝置前級DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用四開關(guān)橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，能夠保證系統(tǒng)在陽光充足或陰影的情況下正常工作［9-11］.

與傳統(tǒng)的隔離型光伏并網(wǎng)逆變器相比，非隔離光伏并網(wǎng)逆變器具有體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點［2］.在濾波方式上，與L和LC相比，LCL型濾波不僅具有較好的高頻特性，也具有體積小、成本低，動態(tài)性能好及功耗低的優(yōu)點［12-13］.

綜上所述，本文設(shè)計了一套應(yīng)用于光伏并網(wǎng)領(lǐng)域?qū)捿斎腚妷簡蜗喾歉綦x逆變及并網(wǎng)模擬裝置，對其電壓調(diào)整率、紋波進(jìn)行了驗證，并對并網(wǎng)后的電壓、幅值和相位實時監(jiān)控.

1 系統(tǒng)方案

根據(jù)光伏電池的電壓工作特性，提出寬電壓輸入單相非隔離逆變及并網(wǎng)裝置整體設(shè)計方案，具體如下：

1.1 電壓特性分析

圖1給出了光伏電池等效模型［6］.式（1）是與圖1對應(yīng)的光伏電池的I-U特性方程，其中Tc是電池內(nèi)部絕對溫度，upv是光伏電池輸出電壓，Id0是二極管飽和電流，q是電子電荷，A是二極管系數(shù)，k是波茲曼常數(shù)，n是串聯(lián)系數(shù).在實際應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)串聯(lián)電阻Rs很小，而并聯(lián)Rab卻很大［14］.

圖1 光伏電池等效電路圖

根據(jù)以上條件在Matlab中搭建起光伏電池仿真模型，圖2所示分別給出了電池的P-U及I-U特性曲線.由此基本特性曲線可知，光伏電池的輸出特性有很強(qiáng)的非線性特征，因此需通過合理電路和控制策略，穩(wěn)定輸出電壓.光伏電池的輸出特性容易受到太陽光強(qiáng)弱、有無陰影、障礙物遮擋或者周圍溫度變化的影響.

圖2 光伏電池特性曲線

1.2 總體框圖

系統(tǒng)整體設(shè)計主要是由微處理器控制單元、DC-DC單元、DC-AC單元和并網(wǎng)單元組成，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示.微處理器控制單元選用STM32F103RCT6為主控芯片，完成對直流單元和交流單元的控制，同時實現(xiàn)并網(wǎng).DC-DC單元主要是由四開關(guān)橋式電路、IR2104驅(qū)動電路、直流電壓檢測電路等組成，能夠支持寬電壓輸入，穩(wěn)定直流母線電壓輸出.DC-AC單元主要是由單相全橋逆變電路、IR2110驅(qū)動電路等電路組成，實現(xiàn)逆變.交流電壓和電流檢測電路、過零比較電路等構(gòu)成檢測電路，實現(xiàn)交流量三要素的檢測.

圖3 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

2 硬件設(shè)計

硬件電路主要是由DC-DC電路、DC-AC電路等組成.DC-DC電路采用四開關(guān)橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).DC-AC電路采用全橋逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).電路原理圖包括四開關(guān)橋式單元、單相逆變單元、輔助電源單元、IR2104驅(qū)動單元、IR2110驅(qū)動單元、交流和直流檢測單元、微處理器單元.

2.1 四開關(guān)橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

四開關(guān)橋式BUCK-BOOST拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示.C1-4是輸入側(cè)濾波電容，V1-4采用IRF540N作MOS管，L1采用鐵硅鋁磁芯繞制電感，輸出側(cè)采用多個電解電容C5-6與獨石電容C7-8并聯(lián)，減少ESR.

圖4 四開關(guān)橋式BUCK-BOOST電路原理圖

原理分析：電路通過兩路PWM驅(qū)動，有升壓和降壓兩種模式.當(dāng)輸入大于輸出，電路處于降壓模式；輸入小于輸出，電路處于升壓模式.第一路PWM控制V1，V2兩個開關(guān)管，第二路PWM控制V3，V4兩個開關(guān)管.處于升壓模式時，第一路PWM給定固定占空比，第二路PWM通過對輸入輸出電壓檢測自動調(diào)節(jié)；處于降壓模式時，第一路PWM通過輸入輸出電壓檢測自動調(diào)節(jié)，第二路PWM給定固定占空比.通過對兩路PWM占空比的調(diào)控，達(dá)到最終升壓或降壓的目的.

升壓模式占空比：圖4中G1H端PWM占空比為DBUCK，G2H端PWM占空比：

式（2）中VDC_OUT為輸出電壓，Vin1為輸入電壓，DBUCK為固定占空比.

升壓模式電感：

式（3）中f為開關(guān)頻率，Io為最大輸出電流，DBOOST為G2H端PWM占空比，占空比按照最小輸入電壓時計算：

式（4）中DBUCK為G1H端PWM占空比，但此路占空比是固定的，Vin1為輸入電壓.Vi1為電感L1左側(cè)的線路上電壓.

降壓模式占空比：G2H端PWM占空比為DBOOST，G1H端PWM為：

式（5）中VDC_OUT為輸出電壓，Vin1為輸入電壓，DBOOST為固定占空比.

由此可知，在降壓模式中，輸出側(cè)濾波電感電流的脈動為最大輸出電流的20%，輸出側(cè)濾波電感電流的脈動滿足電感電流連續(xù)的要求，電感計算公式如下：

式（6）中DBOOST為G2H端PWM占空比，此路占空比是固定的，Vo為輸出電壓，DBUCK為第一路PWM占空比，Iom為最大輸出電流，f為開關(guān)管頻率.

兩端的紋波主要由電感的紋波電流流過ESR引起.濾波電容C計算公式如下：

2.2 單相逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

DC-AC電路主要是由全橋逆變電路、驅(qū)動電路和交流檢測電路等組成.其中單相逆變電路采用LCL型濾波方式作為濾波電路.

全橋逆變采用改進(jìn)式單極性倍頻調(diào)制方式，單極性倍頻調(diào)制方式具有輸出波形諧波抑制好，輸出波形脈動頻率高而開關(guān)管的損耗并不增加等優(yōu)勢.橋臂V1和V2，V3和V4的驅(qū)動信號均為一對互補的SPWM波，逆變主電路如圖5所示.

圖5 逆變主電路圖

微處理器產(chǎn)生SPWM，應(yīng)該配置一定的死區(qū)時間，防止MOS管在同一時刻同時導(dǎo)通，導(dǎo)致MOS管發(fā)燙，甚至燒毀MOS管，此套裝置死區(qū)時間控制在300 ns左右，此時逆變電壓諧波最小，產(chǎn)生SPWM波如圖6所示.

圖6 4路SPWM圖

如圖7所示，為使濾波對稱性更好，濾波電路采用LCL型濾波電路.LCL型濾波器，用來濾除開關(guān)頻率和它鄰近頻帶的諧波.影響濾波效果的參數(shù)主要是轉(zhuǎn)折角頻率ωn和阻尼比ξ［15－16］.設(shè)負(fù)載為電阻R，可得：

圖7 LCL濾波電路原理圖

選擇SPWM逆變電源的輸出LCL型濾波器的轉(zhuǎn)折頻率fn遠(yuǎn)低于開關(guān)頻率fs，它對開關(guān)頻率以及其附近頻帶的諧波具有明顯的抑制作用.在設(shè)計中開關(guān)頻率fs=30 kHz轉(zhuǎn)折頻率為開關(guān)頻率的1/10，即：

開關(guān)頻率處的諧波通過LCL型濾波器后，有約40 dB的衰減.

最大諧波電流△ILmax可以用下式計算可得：

式中UDC_OUT為直流側(cè)輸入電壓，結(jié)合上兩式就可以選擇出合適的電感電容參數(shù)值.

LCL型濾波Simulink仿真bode圖8所示，截止角頻率與理論計算值一致，由圖可知LCL型濾波對高次諧波具有良好的濾波效果.

圖8 LCL濾波器Simulink仿真Bode圖

3 軟件設(shè)計

軟件設(shè)計主要介紹DC-DC控制策略和并網(wǎng)策略［15］.整體控制結(jié)構(gòu)圖如圖9所示.此套裝置以檢測模擬電網(wǎng)的幅值、頻率和相位為基準(zhǔn)（以下簡稱三要素），同時檢測并網(wǎng)裝置的三要素，通過微處理器計算出并網(wǎng)裝置和模擬電網(wǎng)三要素差值，通過電壓差控制PWM占空比，從而控制母線電壓；通過頻率差控制SPWM載波頻率；通過相位差控制SPWM取點位置，當(dāng)并網(wǎng)裝置和模擬裝置的三要素調(diào)控在并網(wǎng)閾值范圍內(nèi)，閉合并網(wǎng)機(jī)構(gòu)，實現(xiàn)模擬并網(wǎng).

圖9 整體控制結(jié)構(gòu)圖

3.1 直流電壓控制策略

DC-DC控制策略如圖10所示，直流電壓控制策略的核心是當(dāng)控制四開關(guān)橋式電路的PWM滿量程輸出時，判斷此時并網(wǎng)裝置電壓與模擬電網(wǎng)電壓的大小，切換直流電壓調(diào)控的工作狀態(tài).

圖10 直流電壓控制策略圖

直流電壓調(diào)控有三種模式，分別為BUCK模式、BUCK_BOOST模式和BOOST模式.當(dāng)并網(wǎng)輸出電壓高于電網(wǎng)電壓時，切換為BUCK模式；當(dāng)并網(wǎng)輸出電壓低于電網(wǎng)電壓時，工作在BOOST模式；當(dāng)PWM未滿量程輸出時，電路工作在BUCK_BOOST模式下，同時調(diào)節(jié)BUCK和BOOST占空比，控制直流輸出電壓.

3.2 交流量檢測和并網(wǎng)控制策略

頻率、幅值和相位檢測與控制流程圖如圖11所示.微處理器外部中斷口配置為上升沿觸發(fā)，采用T法測并網(wǎng)裝置和模擬電網(wǎng)的頻率.以模擬電網(wǎng)的上升沿為基準(zhǔn)，當(dāng)逆變器相應(yīng)上升沿來臨時，計算模擬電網(wǎng)與逆變器上升沿時間差，換算為相位差；當(dāng)上升沿來臨時，按檢測上一次的頻率值記錄，往定時器載入相應(yīng)預(yù)裝載值，開啟定時器中斷，完成電壓峰值檢測.

圖11 頻率、幅值和相位檢測與控制流程圖

并網(wǎng)控制策略實現(xiàn)交流幅值、頻率以及相位調(diào)控.將檢測的相位差換算成取點數(shù)，改變SPWM發(fā)點的位置，完成相位調(diào)控；比較電網(wǎng)與逆變器頻率差，通過頻率差計算出實際載波頻率，改變輸出頻率，完成頻率調(diào)控；以模擬電網(wǎng)電壓為基準(zhǔn)，通過專家式PID調(diào)控逆變輸出幅值，實現(xiàn)幅值調(diào)控；當(dāng)逆變電壓與模擬電壓頻率偏差小于1%，相位差小于5%，電壓波形失真度小于1%，控制并網(wǎng)機(jī)構(gòu)，實現(xiàn)模擬并網(wǎng).

4 實驗結(jié)果與分析

為了驗證理論分析，搭建了一臺寬電壓輸入單相非隔離逆變及模擬并網(wǎng)裝置，圖12為實驗裝置俯視圖.實驗測試包括直流電壓紋波、效率、負(fù)載調(diào)整率測試、并網(wǎng)頻率、相位差、幅值檢測和THD參數(shù)測量.

圖12 實驗裝置圖

4.1 直流電壓測試

濾波電容470μF/50 V，電感310μH，調(diào)制頻率為20 kHz，占空比為50%PWM.輸入直流電壓36 V，帶負(fù)載10Ω時，輸入電流1.4 A，輸出22 V，輸出電流為2.2 A.經(jīng)計算，效率為96.03%.MOS管微燙，輸出紋波較大，主要是由于線路電阻和線路電感選型影響以及測量裝置和測量方法自身原因.測試直流電壓紋波如圖13所示.

圖13 電壓紋波波形圖

接入負(fù)載，直流母線上的電壓大于等于1 A時，輸入直流電壓在10～32 V范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，觀察并記錄直流母線上的電壓，測試結(jié)果如表1所示.

表1 直流電壓測試（BUCK模式）

在使輸出電流有效值大于等于2 A的條件下，輸入直流電壓在10～32 V范圍內(nèi)連續(xù)調(diào)節(jié)時，觀察并記錄交流輸出電壓的有效值，測試結(jié)果如表2所示.當(dāng)電壓低于14 V時，由于裝置的低管驅(qū)動波形不正常，沒有使其完全導(dǎo)通，導(dǎo)致效率較低.

表2 直流電壓測試（BOOST模式）

性能分析：在直流母線上的直流電流大于1 A的條件下，接入直流電壓10～32 V后，直流母線上能夠輸出穩(wěn)定直流電壓22 V；當(dāng)輸入電壓在20～25 V波動時，直流母線上電壓波動范圍為0.4 V；在直流母線上的直流電流大于1 A的條件下，輸出交流電壓波形電壓失真率為2%；在輸出交流電流有效值大于2 A的條件下，輸入電壓波動15～32 V調(diào)節(jié)時，能夠穩(wěn)定輸出交流電壓有效值15 V；在輸出交流電流有效值大于2 A的條件下，整機(jī)的效率為91%.

相比于傳統(tǒng)BUCK_BOOST串聯(lián)或并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，不僅減少了MOS管的數(shù)量，還提高了穩(wěn)定性.與傳統(tǒng)的隔離型光伏并網(wǎng)逆變器相比［16-17］，此裝置具有體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點.實驗數(shù)據(jù)如表3所示.

表3 傳統(tǒng)寬輸入電壓拓?fù)渑c本文拓?fù)鋵Ρ?/p>

本文逆變?yōu)V波方式采用LCL型濾波方式，與傳統(tǒng)L型濾波方式相比，減少了電感的體積，LCL型濾波器相對于L型濾波器對諧波的抑制效果要好.在實際調(diào)試中靠近模擬電網(wǎng)側(cè)的電感小于遠(yuǎn)離模擬電網(wǎng)側(cè)的電感，對諧波的抑制作用更為明顯，實驗數(shù)據(jù)如表4所示.

表4 傳統(tǒng)濾波拓?fù)渑c本文拓?fù)鋵Ρ?/p>

4.2 并網(wǎng)調(diào)試

實現(xiàn)電壓、頻率相位同步后，系統(tǒng)帶7.5Ω負(fù)載，模擬電網(wǎng)與逆變器穩(wěn)定15 V交流電壓輸出.通過示波器檢測逆變的波形與模擬電網(wǎng)的波形，電壓波形圖如圖14所示.

圖14 并網(wǎng)波形圖

輸入電壓在21～36 V變化時，19.9 V穩(wěn)定輸出，寬輸入范圍內(nèi)效率在93.5%以上.本文提出寬輸入電壓單相非隔離逆變及并網(wǎng)裝置，MOS管個數(shù)明顯減少，減少了開關(guān)損耗，提高了整機(jī)的效率.且采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的控制策略以及對電壓、電流的卡爾曼濾波提高了整機(jī)的魯棒性［18-19］.最后逆變的濾波電容采用CBB電容，加大了裝置的應(yīng)力范圍，減小了裝置體積，提高了裝置壽命.

模擬電網(wǎng)峰值為43.6 V，頻率為49.85 Hz，占空比為50.63%，逆變器峰值為44.0 V，頻率為49.81 Hz，占空比為50.29%，頻率偏差為0.08%，電壓偏差0.1%，相位差為0.05%，THD=1.2%，諧波含量如圖15所示.并網(wǎng)電流實驗波形與仿真波形基本一致，性能良好，優(yōu)于傳統(tǒng)設(shè)備，進(jìn)一步驗證了此套裝置控制的可行性和有效性.值得注意的是，并網(wǎng)電壓波形存在畸變，主要是由于模擬電網(wǎng)引入的諧波造成［20］.若期望減小諧波，可采用比例多重復(fù)數(shù)積分控制［21］，這里暫不做探討.

圖15 諧波測量圖

5 結(jié)論

本文設(shè)計并制作了一個寬輸入電壓單相逆變及模擬并網(wǎng)裝置.裝置結(jié)構(gòu)合理，基本完成了預(yù)期功能，包括對逆變幅值、頻率以及相位的調(diào)控，模擬并網(wǎng)，10～36 V寬輸入直流電壓下穩(wěn)定的15 V直流電壓輸出，過壓、欠壓以及過流保護(hù).下一步工作將深入研究如何提高并網(wǎng)后的魯棒性，以及電網(wǎng)諧波的消除.