電動(dòng)汽車用內(nèi)置式永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率優(yōu)化研究

孫博文，陳建明，周 成，劉偉候，吳佐來

（ 1. 株洲中車時(shí)代電氣股份有限公司， 湖南 株洲 412001；2. 無錫中車浩夫爾動(dòng)力總成有限公司， 江蘇 無錫 214000 ）

0 引言

近年來，雖然電動(dòng)汽車相關(guān)技術(shù)得以迅速發(fā)展，但是車載動(dòng)力電池技術(shù)并沒有取得重大突破，其續(xù)航里程成為阻礙電動(dòng)汽車進(jìn)一步推廣的瓶頸之一。在現(xiàn)有車輛空間以及電池容量的前提下，提升電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)整體效率對(duì)于提高續(xù)航里程和節(jié)約能源具有重要意義[1]。

現(xiàn)有中小型電動(dòng)汽車多采用內(nèi)置式永磁同步電機(jī)（interior permanent magnet synchronous motor,IPMSM）。相比同功率的其他類型交流電機(jī)，IPMSM不僅結(jié)構(gòu)簡單，可以靈活進(jìn)行控制，還具有更高的功率密度，且效率較高，比較適合應(yīng)用于電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)[2]；但需結(jié)合控制算法才能保證其在復(fù)雜工況下高效運(yùn)行?，F(xiàn)有的IPMSM系統(tǒng)效率優(yōu)化方法主要有兩種，一種基于損耗模型，另一種基于在線搜索技術(shù)。基于損耗模型的效率優(yōu)化方法是通過建立準(zhǔn)確的電機(jī)損耗數(shù)學(xué)模型，計(jì)算得出電機(jī)損耗最小值，從而實(shí)現(xiàn)效率最優(yōu)。文獻(xiàn)[3]利用所建立的IPMSM損耗數(shù)學(xué)模型，得出最小損耗控制條件，實(shí)現(xiàn)了對(duì)IPMSM的最小損耗控制；但由于損耗模型優(yōu)化具有損耗模型復(fù)雜、計(jì)算量大等特點(diǎn)，其實(shí)際應(yīng)用還需優(yōu)化。基于在線搜索技術(shù)的智能效率優(yōu)化方法是通過在線調(diào)節(jié)控制量，使輸入功率最小，從而降低驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的損耗，實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的效率最優(yōu)。文獻(xiàn)[4]通過模糊邏輯搜索尋找電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行最優(yōu)點(diǎn)，但存在在最優(yōu)點(diǎn)可能出現(xiàn)振蕩、搜索時(shí)間較長的缺點(diǎn)，限制了其應(yīng)用。文獻(xiàn)[5]結(jié)合黃金分割法和模糊自適應(yīng)搜索法提出了一種適用于軌道車輛用永磁同步電機(jī)系統(tǒng)的效率優(yōu)化控制策略，其在解決轉(zhuǎn)矩波動(dòng)問題的同時(shí)加快搜索過程，提高了最優(yōu)效率的收斂性，但在兩種方法的切換方面還需進(jìn)一步完善。

針對(duì)上述方法的不足，本文基于車用IPMSM直接轉(zhuǎn)矩控制方法，通過理論分析得出IPMSM電機(jī)的鐵損和銅損模型以及控制器的等效損耗模型；在對(duì)電機(jī)參數(shù)標(biāo)定與測試的基礎(chǔ)上，針對(duì)電動(dòng)汽車運(yùn)行時(shí)IPMSM不同工況分別提出相應(yīng)的提高系統(tǒng)效率的控制優(yōu)化策略[6]。經(jīng)過臺(tái)架試驗(yàn)和整車實(shí)際應(yīng)用，驗(yàn)證了這幾種優(yōu)化策略可使電機(jī)在不同轉(zhuǎn)速運(yùn)行時(shí)提升系統(tǒng)效率，適用于電動(dòng)汽車等應(yīng)用場合。

1 IPMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)損耗分析

汽車用IPMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)損耗主要集中在電機(jī)、控制器及傳動(dòng)軸系等部件，本文主要研究電機(jī)與控制器的損耗。

1.1 電機(jī)損耗

IPMSM損耗主要包括鐵損和銅損。

在永磁同步電機(jī)中，鐵損主要由鐵心疊片的時(shí)變磁鏈所產(chǎn)生，包括磁滯損耗和渦流損耗。當(dāng)電機(jī)規(guī)格型號(hào)確定后，所選鐵心材料、鐵心疊片厚度、電阻率及幾何形狀即已確定，因此本文主要考慮鐵損與電壓基波、諧波、時(shí)變磁鏈之間的關(guān)系[7]。不考慮鐵心局部飽和情況，則鐵損簡化表達(dá)式[8]如式 (1)所示，其忽略了諧波，鐵損主要與電機(jī)電頻率以及磁鏈相關(guān)：

式中：f——電機(jī)旋轉(zhuǎn)的電頻率；ψs——電機(jī)定子磁鏈；A,B,C——與鐵磁材料以及繞組相關(guān)的系數(shù)；PHy——磁滯損耗；PEd——渦流損耗。

電機(jī)定子繞組上的損耗為電動(dòng)機(jī)的銅損[7]?？刂破鬏敵龅拿}寬調(diào)制（PWM）波形中含有非3N（N為整數(shù)）次諧波，由此對(duì)應(yīng)的諧波發(fā)熱不可忽略；電動(dòng)機(jī)電頻率一般高達(dá)1.2 kHz，定子繞組中集膚效應(yīng)導(dǎo)致的等效電阻增加也不可忽略（尤其是扁線電機(jī)），因此車用IPMSM的等效銅損計(jì)算式如下：

式中：Is——基波電流；Ih——總諧波電流的方均根值；Rs——電機(jī)定子等效電阻；ΔR——集膚效應(yīng)增加的等效電阻。

除了銅損耗與鐵損耗之外，電機(jī)中還有雜散損耗。雜散損耗是除銅損耗、鐵損耗以及機(jī)械損耗之外的損耗，主要包括由定子和轉(zhuǎn)子的漏磁鏈引起的磁滯損耗和渦流損耗。雜散損耗的近似表達(dá)式既可由類似于鐵損的模型得出，也可以歸類到鐵損中等同對(duì)待[7]。

綜上可知，電機(jī)損耗與磁鏈之間存在一種多耦合、非線性的關(guān)系[7]，對(duì)應(yīng)有不同的磁鏈優(yōu)化方式[8-9]。圖1示出IPMSM磁鏈與銅損、鐵損之間的關(guān)系示意[8]：

圖1 IPMSM磁鏈與銅損和鐵損的關(guān)系Fig. 1 Relationship among flux linkage, iron loss and copper loss of IPMSM

1.2 控制器損耗

控制器損耗主要包括功率器件的開關(guān)損耗和通態(tài)損耗，其應(yīng)用的主流功率器件是IGBT模塊。此損耗對(duì)于功率器件本身來說，不僅與器件技術(shù)參數(shù)、寄生參數(shù)相關(guān)，還與控制器驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)時(shí)所確定的開通/關(guān)斷時(shí)間相關(guān)；在使用過程中，還與控制器母線電壓、所設(shè)定的開關(guān)頻率、功率器件上流過的電流等因素相關(guān)。并且在實(shí)際使用過程中，器件的開通/關(guān)斷時(shí)間、暫態(tài)電壓與電流的拖尾、電流的上升/下降時(shí)間、續(xù)流二極管反向恢復(fù)電流與時(shí)間都隨開關(guān)管導(dǎo)通電流的變化而變化，因此研究控制器功率器件的損耗是一個(gè)復(fù)雜的過程[8,10-11]，其等效表達(dá)式如下：

式中：A0,B0,C0——IGBT與續(xù)流二極管的特征系數(shù)。

IGBT的半橋橋臂與典型開關(guān)特性示意如圖2所示[7]。

圖2 IGBT電流流向與典型開關(guān)特性示意Fig. 2 Schematic diagram of IGBT current flow direction and typical switching characteristics

2 電控系統(tǒng)優(yōu)化策略

受運(yùn)行工況影響，電動(dòng)汽車電機(jī)速度一般在0～12 000 r/min范圍內(nèi)變化，調(diào)速范圍較寬。電動(dòng)汽車運(yùn)行時(shí)處于頻繁的加、減速狀態(tài)，全速度范圍內(nèi)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩變化極大。為提升電動(dòng)汽車電控系統(tǒng)效率，本文提出一種IPMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率優(yōu)化方法，其針對(duì)不同工況分別采取不同的控制策略：

（1）低速、全負(fù)荷工況。為了提高輸出轉(zhuǎn)矩能力（幅值與時(shí)間），采取關(guān)聯(lián)速度、轉(zhuǎn)矩指令及母線電壓的方式，根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)生成載波切換曲線以提升系統(tǒng)效率。

（2）城市行駛工況。采用不連續(xù)脈寬調(diào)制（discontinuous pulse width modulation，DPWM）方法來減少開關(guān)損耗，提升系統(tǒng)效率。

（3）高速、續(xù)航工況。采用可靠的過調(diào)制策略來提升調(diào)制系數(shù)M，增大輸出電壓并減少開關(guān)次數(shù)，以提升系統(tǒng)效率。

（4）標(biāo)定工況。在最大轉(zhuǎn)矩電流比（maximum torque per ampere，MTPA）的基礎(chǔ)上兼顧效率生成最優(yōu)電流角，以在全域范圍內(nèi)提升系統(tǒng)效率。

以上4種效率優(yōu)化策略都是在分析損耗產(chǎn)生原理后，在電機(jī)參數(shù)標(biāo)定與測試的基礎(chǔ)上提出的，其不同于離線磁鏈優(yōu)化[12]、采集母線電流的在線磁鏈優(yōu)化[5]、在線分區(qū)式磁鏈優(yōu)化[8]等智能型優(yōu)化策略，避免了因損耗模型中參數(shù)變化而導(dǎo)致優(yōu)化失效情況的發(fā)生，提高了效率優(yōu)化算法的魯棒性；缺點(diǎn)是加大了電機(jī)標(biāo)定時(shí)的工作量與復(fù)雜程度。因此，可以將本文的效率優(yōu)化方法定義為工程化的效率優(yōu)化策略：在電機(jī)參數(shù)標(biāo)定前，制定對(duì)應(yīng)的效率優(yōu)化標(biāo)定算法，獲取特征參數(shù)，預(yù)置在控制器的相關(guān)表格中；控制器運(yùn)行時(shí)，根據(jù)工況查表獲取標(biāo)定得出的相關(guān)參數(shù)，調(diào)整載波頻率、PWM信號(hào)發(fā)波策略、調(diào)制系數(shù)、最優(yōu)電流角，以提高電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率。

2.1 多因子變載波策略

在電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)臺(tái)架測試與裝車過程中發(fā)現(xiàn)，在低速區(qū)（速度在2 000 r/min以下，且不同電控系統(tǒng)之間存在差異）系統(tǒng)效率偏低、最大轉(zhuǎn)矩輸出時(shí)間偏短、輸出轉(zhuǎn)矩能力受限制，電機(jī)與控制器在該速度區(qū)間更容易報(bào)過溫故障，同時(shí)系統(tǒng)效率與電池包的電壓也強(qiáng)相關(guān)，使用簡單的隨速度變化載波的方法不能有效提升低速區(qū)的輸出能力與效率。因此，結(jié)合標(biāo)定后的測試數(shù)據(jù)，考慮運(yùn)行的速度區(qū)間、轉(zhuǎn)矩指令及母線電壓，生成一種非線性的載波切換曲線。

2.2 高速區(qū)可靠的過調(diào)制策略

電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)和電機(jī)轉(zhuǎn)速成正比；但在高速區(qū)，受母線電壓的限制，控制器達(dá)到滿電壓輸出時(shí)，電機(jī)端電壓不再隨電機(jī)轉(zhuǎn)速的升高而增加。控制算法不同，設(shè)置的母線電壓利用率亦不一樣。對(duì)于采用空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation,SVPWM）調(diào)制方式的控制器，控制器在線性區(qū)的最大調(diào)制度為1.0。電壓利用率超過1.0時(shí)，輸出的端電壓會(huì)增高，且會(huì)包含一定量的非3N次諧波，如果處理不好，控制系統(tǒng)的穩(wěn)定度會(huì)降低。

高速區(qū)，在相同的母線電壓和輸出功率工況下，控制器輸出電壓越高，則需要輸出的線電流越??；而電流的減小有助于降低控制器損耗和電機(jī)的銅耗。采用過調(diào)制控制策略，將最大調(diào)制度設(shè)為合適的調(diào)制系數(shù)，提升電壓利用率，有助于提高電機(jī)高速區(qū)的系統(tǒng)效率。

2.3 優(yōu)化PWM波形

與SVPWM方法相比較，DPWM方法可使開關(guān)器件在一定電角度范圍內(nèi)保持上一時(shí)刻狀態(tài)，從而降低IGBT開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率。

傳統(tǒng)的 SVPWM 策略采用七段式發(fā)波規(guī)律，其特點(diǎn)是三相開關(guān)管在每一個(gè)基波周期內(nèi)都有開關(guān)動(dòng)作，這樣輸出諧波較小但會(huì)增加開關(guān)損耗；而DPWM 策略則是使得三相開關(guān)管在每一個(gè)基波周期內(nèi)都有一相是不動(dòng)作的，這就需要將七段式發(fā)波規(guī)律改為五段式發(fā)波規(guī)律。由于IGBT開關(guān)損耗比導(dǎo)通損耗高得多，相比SVPWM 策略，DPWM策略一個(gè)周期內(nèi)減少兩次開關(guān)器件動(dòng)作，可有效減少IGBT開關(guān)損耗，進(jìn)而提高系統(tǒng)效率。

2.4 最優(yōu)電流角調(diào)節(jié)

MTPA控制策略是指在電機(jī)電流相同的情況下，輸出最大的電磁轉(zhuǎn)矩，以此來提高電機(jī)的效率。采用MTPA策略能夠有效提高永磁同步電機(jī)動(dòng)態(tài)性能，同時(shí)減小電機(jī)的銅損耗，但卻未考慮電機(jī)的鐵損耗，并不能使IPMSM 控制系統(tǒng)效率最優(yōu)。對(duì)此，本文提出一種優(yōu)化的MTPA策略，其在電機(jī)參數(shù)標(biāo)定過程中對(duì)小轉(zhuǎn)矩區(qū)間的MTPA最優(yōu)電流角進(jìn)行適當(dāng)修正，以實(shí)現(xiàn)在相同電流下系統(tǒng)效率最優(yōu)而不是輸出最大的轉(zhuǎn)矩。

3 試驗(yàn)測試

為驗(yàn)證所提效率優(yōu)化方案的有效性，開展IPMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率優(yōu)化試驗(yàn)，試驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示。試驗(yàn)采用400 A規(guī)格IGBT模塊的電機(jī)控制器，永磁同步電機(jī)參數(shù)如下：額定功率PN=25 kW，額定電壓UN=350 V，額定轉(zhuǎn)矩TN=80 N·m，電機(jī)極對(duì)數(shù)np=4。在李斯特（AVL）測功機(jī)臺(tái)架上，應(yīng)用轉(zhuǎn)矩/轉(zhuǎn)速測試儀和功率分析儀分別測量輸出功率與直流輸入功率，進(jìn)行控制策略優(yōu)化前后的效率MAP對(duì)比試驗(yàn)。

圖3 IPMSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率優(yōu)化試驗(yàn)系統(tǒng)Fig. 3 Efficiency optimization test system of IPMSM drive system

3.1 多因子變載波策略對(duì)比測試

圖4和圖5分別示出不同電壓下載波變化對(duì)電機(jī)效率和控制器效率的影響?？梢钥闯鲚d波切換曲線具有以下特點(diǎn)：

圖4 載波變化對(duì)電機(jī)效率的影響Fig. 4 Influence of carrier fluctuation on efficiency of motor

圖5 載波變化對(duì)控制器效率的影響Fig. 5 Influence of carrier fluctuation on efficiency of controller

（1）低速區(qū)，降低載波頻率對(duì)電機(jī)效率無明顯影響，但隨著速度升高，因采用異步PWM調(diào)制方式，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩中的諧波轉(zhuǎn)矩將增大，會(huì)降低電機(jī)效率，因此而確定切換曲線的上限；降低載波頻率明顯提高了控制器效率，但隨著速度的升高，增加的諧波損耗大于減少的開關(guān)損耗，控制器效率提升不明顯甚至反而降低。

（2）控制器效率隨電壓上升而降低，在同一轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速條件和相同載波頻率時(shí)，提升母線電壓會(huì)增大開關(guān)損耗，而其他損耗基本不變。

（3）不同載波頻率、電壓條件下，效率過渡帶呈現(xiàn)明顯的非線性特征，影響系統(tǒng)效率的因素為電機(jī)轉(zhuǎn)速、輸出轉(zhuǎn)矩和母線電壓。

（4）同一轉(zhuǎn)速、母線電壓、載波頻率下，不同輸出轉(zhuǎn)矩，控制器效率不同，主要為銅損、開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗隨電流大小變化而變化，從而影響控制器效率。

3.2 高速區(qū)過調(diào)制策略測試

圖6示出過調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)效率的影響。對(duì)比正常調(diào)制與過調(diào)制策略效率MAP，可以看出：

（1）在低速區(qū)，過調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)效率無明顯影響。

圖6 過調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)效率的影響Fig. 6 Influence of over modulation strategy on efficiency of system

（2）在中高速區(qū)，采用過調(diào)制策略后系統(tǒng)效率明顯提升。此區(qū)間正對(duì)應(yīng)于車輛工況的高速巡航區(qū)間，其系統(tǒng)效率的提升具有較明顯的現(xiàn)實(shí)意義。

3.3 優(yōu)化的PWM波形測試

圖7示出過調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)效率的影響?？梢钥闯觯?/p>

圖7 過調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)效率的影響Fig. 7 Influence of over modulation strategy on efficiency of system

（1）在小電流區(qū)間，系統(tǒng)效率相比未優(yōu)化前有明顯提高；

（2）在大電流區(qū)間系統(tǒng)效率提升較小。

3.4 最優(yōu)電流角調(diào)節(jié)測試

圖8示出最優(yōu)電流角調(diào)節(jié)對(duì)系統(tǒng)效率的影響。對(duì)比優(yōu)化最優(yōu)電流角前后效率MAP，可以看出：

圖8 最優(yōu)電流角調(diào)節(jié)對(duì)系統(tǒng)效率的影響Fig. 8 Influence of optimal current angle regulation on efficiency of system

（1）小電流區(qū)間，經(jīng)過電流角修正后，系統(tǒng)效率相比優(yōu)化前的有明顯提升。

（2）大電流區(qū)間，系統(tǒng)效率無明顯提升。

（3）低轉(zhuǎn)速區(qū)間，優(yōu)化效果較好；中高轉(zhuǎn)速區(qū)間，優(yōu)化效果較弱。

由于大電流區(qū)間的效率最優(yōu)電流角與MTPA的角度較為重合，只在小電流區(qū)間的效率最優(yōu)電流角與MTPA的角度有差別，故本文只針對(duì)小電流區(qū)間的最優(yōu)電流角進(jìn)行相應(yīng)優(yōu)化。

4 整車實(shí)際應(yīng)用

整車測試用新能源電動(dòng)車搭載了與試驗(yàn)時(shí)相同的永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，外部測試道路從電池滿電狀態(tài)行駛至10%電量狀態(tài)，記錄下續(xù)航里程。

采用優(yōu)化控制策略前，該車3次續(xù)航里程分別為265 km, 263 km和262 km，平均續(xù)航里程為263.3 km；采用優(yōu)化控制策略后，該車3次續(xù)航里程分別為271 km, 270 km和268 km，平均續(xù)航里程為269.7 km?？梢钥闯?，采用優(yōu)化控制策略后，該車平均續(xù)航里程提高了2.4%，表明本文所提的優(yōu)化控制策略可有效提升電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率，有利于提高新能源電動(dòng)車的續(xù)航里程。

5 結(jié)語

本文提出一種工程化效率優(yōu)化方法，其針對(duì)4種不同工況分別采取4種不同效率提升控制策略：基于電機(jī)標(biāo)定前制定對(duì)應(yīng)的效率優(yōu)化標(biāo)定算法，獲取特征參數(shù)，并預(yù)置在控制器的相關(guān)表格中；控制器運(yùn)行時(shí)，根據(jù)工況查表獲取相關(guān)標(biāo)定參數(shù)，通過調(diào)整載波頻率、PWM信號(hào)發(fā)波策略、調(diào)制指數(shù)及最優(yōu)電流角，從而提高電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，4種策略在驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的不同工作區(qū)間各有側(cè)重，結(jié)合使用可使電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)效率有一個(gè)整體提升。該方法的不足之處在于切換載波頻率會(huì)對(duì)電機(jī)的噪聲、振動(dòng)與聲振粗糙度造成影響，后續(xù)將通過優(yōu)化解決。