基于改進(jìn)PWM控制的串聯(lián)型三相混合型整流器的設(shè)計(jì)

李凱凱，魏立明

吉林建筑大學(xué) 電氣與計(jì)算機(jī)學(xué)院,長(zhǎng)春 130118

0 引言

電力電子技術(shù)在日常生活中應(yīng)用十分廣泛,應(yīng)用于交直流轉(zhuǎn)換的整流器更是不可缺少.常規(guī)整流器電路主要包括不控整流電路與PWM整流電路.不控整流電路主要由二極管及濾波電容組成,其優(yōu)點(diǎn)是穩(wěn)定性高,但缺點(diǎn)也很明顯,即不可控制且直流側(cè)電壓受交流側(cè)電壓影響,同時(shí)直流側(cè)需要較大的濾波電容,成本較高[1].PWM整流電路由IGBT等可控器件構(gòu)成,其優(yōu)點(diǎn)是控制靈活,直流側(cè)電壓較為穩(wěn)定,缺點(diǎn)是器件價(jià)格昂貴,控制過程復(fù)雜,穩(wěn)定性稍差[2].因此,有國(guó)外學(xué)者提出了混合整流的概念,采用不控整流與可控整流并聯(lián)的方式,由不控整流承擔(dān)大部分功率,而用PWM整流輸出較小功率,并進(jìn)行電流濾波和功率因數(shù)補(bǔ)償,同時(shí)提出了兩種并聯(lián)整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),和雙控型整流器的功率控制方法[3].國(guó)外對(duì)于混合整流的研究較為深入,已多方面投入使用,如飛機(jī)、汽車及機(jī)車等方面.國(guó)內(nèi)研究也有較多成果,如在航空機(jī)電作動(dòng)器[4]方面以及航空電源方面的研究也取得了成就.但是現(xiàn)存的混合型整流器多為并聯(lián)型,其控制方式較為復(fù)雜,且直流側(cè)依舊需要較大的濾波電容才能取得較好的直流波形.此外,輸入端降壓變壓器還增加整流器的體積和重量,對(duì)整流器的安裝應(yīng)用帶來不便.為此,本文設(shè)計(jì)了一種串聯(lián)式混合整流器,結(jié)合了不控整流與PWM整流的優(yōu)點(diǎn),最終仿真結(jié)果表明,本設(shè)計(jì)可以在保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定的前提下,大幅減小直流側(cè)濾波電容的容值.

1 串聯(lián)型整流器主回路參數(shù)設(shè)計(jì)

1.1 混合整流原理簡(jiǎn)述

不控整流與PWM整流原理本文不再贅述,具體可參考文獻(xiàn)[5]和文獻(xiàn)[6].串聯(lián)式混合整流器原理較為簡(jiǎn)單,由不控整流器輸出大部分功率,由PWM整流進(jìn)行功率補(bǔ)充.通過測(cè)量不控整流器的輸出電壓進(jìn)而得到PWM整流器的輸出電壓指令,再對(duì)得到的輸出電壓指令進(jìn)行處理,得到PWM整流器的控制信號(hào).由不控整流輸出電壓與PWM整流器輸出電壓串聯(lián)后就可以得到所需的直流電壓,即直流側(cè)電壓等于不控整流輸出電壓與PWM整流器輸出電壓之和.

1.2 主參數(shù)計(jì)算

取不控整流交流測(cè)電流側(cè)相電壓有效值為220 V,假設(shè)不控整流交流測(cè)輸入電壓為Ua,Ub,Uc,不控整流直流側(cè)輸出電壓為Uab,Ubc,Uca，則由不控整流的工作原理可以得到以下計(jì)算結(jié)果.

假設(shè)輸入端電壓分別為Ua,Ub,Uc,即:

(1)

(2)

(3)

則輸出端未經(jīng)過濾波的電壓為:

(4)

(5)

(6)

在三相不控整流器中,每個(gè)橋臂導(dǎo)通120°，每個(gè)二極管導(dǎo)通60°,因此由Uab,Ubc,Uca可以得到不控整流輸出的電壓范圍在465 V～537 V之間，所缺電壓由PWM整流器輸出.由于本設(shè)計(jì)的直流測(cè)電壓要求為750 V,因此PWM整流器直流測(cè)電壓范圍在213 V～295 V之間.PWM整流器具有升壓特性,其直流側(cè)輸出電壓大于交流測(cè)輸入電壓,因此設(shè)定PWM整流器交流測(cè)輸入電壓有效值為130 V.

設(shè)定混合整流器總功率為30 kW,直流測(cè)電壓為750 V,由P=UI可以得到混合整流器的直流側(cè)電流為40 A.二極管承受的最大壓降為2倍的輸出電壓,不控整流器輸出的電壓范圍在465 V～537 V之間,所以二極管承受的最大反向壓降為537×2=1 074 V.PWM整流器輸出的電壓范圍為213 V～295 V之間,所以IGBT承受的最大反向壓降為295×2=590 V.而直流測(cè)的電流在40 A,可以選擇耐壓大于1 100 V、工作時(shí)額定電流在50 A的整流二極管;選擇耐壓在600 V、工作時(shí)額定電流大于40 A的IGBT管組裝整流電路.因此,二極管可以選擇RHRG5020-RHRG50120,其允許通過的電流為50 A,耐壓為1 200 V;IGBT管可以選擇GT50J301,其電流為50 A,耐壓為600 V.

2 系統(tǒng)控制策略

文獻(xiàn)[3]中設(shè)計(jì)了一款單控型混合整流器,即將不控整流器與PWM整流器并聯(lián),其中PWM整流電路可以分擔(dān)部分有功功率,且其能量可以雙向流動(dòng)、穩(wěn)定性更高,但是由于采用并聯(lián)結(jié)構(gòu),要求不控整流與PWM整流輸出同樣大的電壓值，導(dǎo)致PWM控制十分復(fù)雜，同時(shí)需要確定合適的功率分配比例，導(dǎo)致電路參數(shù)確定容易產(chǎn)生錯(cuò)誤.鑒于以上不足，本設(shè)計(jì)將采用串聯(lián)結(jié)構(gòu)，具體控制策略采用雙閉環(huán)控制[7].由于采用的是不控整流與PWM整流的串聯(lián)結(jié)構(gòu),因此在得到不控整流的輸出電壓后,將其與直流側(cè)電壓作比較得到電壓環(huán)的指令信號(hào).此時(shí)PWM整流已有輸出電壓,將其與電壓指令信號(hào)作比較后進(jìn)入比例積分諧振調(diào)節(jié)器.通過比例積分諧振調(diào)節(jié)器的控制之后,就可達(dá)到對(duì)電壓無誤差的控制.此時(shí)，將比例積分諧振調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)作為電流指令,將電流指令與三個(gè)相位各差120°的正弦量相乘就可以得到三相電流的指令信號(hào).將三相電流指令信號(hào)分別與PWM整流器交流側(cè)的電流反饋相比較,將比較所得信號(hào)輸入到比例諧振控制器中,即完成了對(duì)電流的閉環(huán)控制.將比例諧振調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)與三角波相比較,得到PWM整流器的控制信號(hào).整體控制流程如圖1所示.本設(shè)計(jì)中將會(huì)使用到比例積分諧振調(diào)節(jié)器和準(zhǔn)比例諧振調(diào)節(jié)器.

圖1 控制策略流程Fig.2 Control strategy flow chart

2.1 準(zhǔn)比例諧振調(diào)節(jié)器(準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器)

準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為:

(7)

式中,wc為截止頻率,Hz;wo為諧振頻率,Hz;Kp為比例系數(shù);Kr為諧振系數(shù).

與比例諧振控制器相比,準(zhǔn)比例諧振器增加了傳遞函數(shù)的截止頻率,使諧振頻率附近的帶寬明顯增加,并且對(duì)頻率波動(dòng)表現(xiàn)出良好的抗干擾性.根據(jù)該設(shè)計(jì),通過設(shè)置適當(dāng)?shù)慕刂诡l率以放大準(zhǔn)比例諧振器的帶寬,不僅不會(huì)降低對(duì)信號(hào)頻率變化的靈敏度,而且還可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性,保持高增益特性[8-9].

2.2 比例積分諧振調(diào)節(jié)器(PIR調(diào)節(jié)器)

PIR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為:

(8)

式中,Kp為比例調(diào)節(jié)增益;K1為積分調(diào)節(jié)增益;Kr為諧振系數(shù);wh為諧振頻率,Hz;wc為截止頻率,Hz.

PI調(diào)節(jié)器能夠完成對(duì)直流輸入量的無靜差跟蹤,其優(yōu)勢(shì)是可靠性高和魯棒性強(qiáng),但無法對(duì)正弦輸入量實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤[10].為提高整流器的電流控制性能以及抑制畸變電壓,本文將使用PIR調(diào)節(jié)器用于控制正弦輸入電壓.

3 仿真驗(yàn)證

由于受資金及所需元器件的限制，本設(shè)計(jì)未能搭建實(shí)際電路，采用仿真軟件驗(yàn)證設(shè)計(jì)方案及控制策略的可行性.仿真電路總體由5個(gè)部分組成,分別是電源部分、不控整流器部分、PWM整部分、RC部分以及PWM控制電路部分.仿真電路如圖2所示.

圖2 仿真電路圖Fig.2 Simulation circuit diagram

由圖2可知,電路中包含兩組電源分別為不控整流器和PWM整流器供電,不控整流器和PWM整流器后各并聯(lián)一個(gè)極小的電容和電阻,避免在電壓測(cè)量過程中受到影響而導(dǎo)致測(cè)量出錯(cuò),得不到正確的電壓指令信號(hào).其中綠色線連接的是控制電路,按照?qǐng)D1所示控制策略框圖進(jìn)行連接,紅色線連接的是主電路,包括電源、不控整流器、PWM整流器和電感電容電阻等主電路元件.

在仿真時(shí),先按照直流側(cè)帶電容的電路進(jìn)行仿真,然后去除電容再做一次仿真,對(duì)比結(jié)果分析電容對(duì)直流側(cè)輸出電壓的影響,同時(shí)看不同電容的影響.首先保持開關(guān)頻率為10 kHz,直流測(cè)濾波電容為2 mF,得到直流側(cè)輸出電壓(V1)、不控整流輸出電壓(V3)和PWM整流輸出電壓(V2)的波形(如圖3所示)，以及PWM整流單個(gè)橋臂上下管的控制波形(如圖4所示).然后更改直流側(cè)濾波電容為0.2 mF和20 mF,并分別得到其波形,如圖 5，圖6所示.最后去除直流側(cè)濾波電容，得到仿真結(jié)果如圖7所示.

通過對(duì)圖3分析可得到,任一時(shí)刻直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),與串聯(lián)型整流器的理論相符合.并且直流側(cè)電壓的誤差較小,波形波動(dòng)不大,采用PSIM中的測(cè)量工具可以得到直流測(cè)電壓最大值為759 V,最小值為753 V.對(duì)比設(shè)計(jì)目的直流側(cè)電壓應(yīng)為750 V，因此可計(jì)算得到直流測(cè)電壓的最大誤差為1.2 %，誤差較小,在可接受范圍內(nèi).

圖3 電容為2 mF時(shí)輸出電壓Fig.3 The output voltage at the capacitance of 2 mF

圖4為PWM整流器一個(gè)橋臂上下兩個(gè)IGBT管的控制信號(hào)波形,由圖4可以看出,兩個(gè)控制信號(hào)相反,說明同一橋臂的兩個(gè)IGBT管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通,整流器工作正常.

圖4 PWM整流器控制信號(hào)波形Fig.4 PWM rectifier controls the signal waveform

通過分析圖5可知,當(dāng)直流側(cè)濾波電容減小為0.2 mF時(shí),直流側(cè)電壓(V1)、PWM整流輸出電(V2)、不控整流輸出電壓(V3)依舊滿足直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),但是直流側(cè)電壓的最大值變?yōu)?92 V,最大誤差為5.6 %,誤差比電容為2 mF時(shí)增大了許多.而且不控整流輸出電壓V3也受到影響,不再是光滑的六脈波,可能是電容的變化導(dǎo)致電流改變影響了不控整流輸出電壓的測(cè)量.

圖5 電容為0.2 mF時(shí)的輸出電壓Fig.5 The output voltage at the capacitance of 0.2 mF

通過分析圖6可知,當(dāng)直流側(cè)濾波電容增大為20 mF時(shí),直流側(cè)電壓(V1)、PWM整流輸出電(V2)、不控整流輸出電壓(V3)依舊滿足直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),但是電容過大,嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能,直流側(cè)電壓初始極大,但之后的電壓較為平穩(wěn),近似保持750 V不變.

圖6 電容為20 mF時(shí)的輸出電壓Fig.6 The output voltage at the capacitance of 20 mF

通過對(duì)比分析圖3，圖5和圖6可以得出,電容無論過大還是過小,都會(huì)對(duì)電路的性能造成較大影響,只有選擇合適的電容容值,才能保證系統(tǒng)的合理運(yùn)行,保持電壓的穩(wěn)定,使電壓誤差盡可能減小維持在可接受的范圍內(nèi).

最后去除直流側(cè)的濾波電容,觀察直流側(cè)輸出電壓的變化，如圖7所示.去除濾波電容后,直流電壓的波動(dòng)很大,誤差也很大.同時(shí)，PWM整流器的輸出電壓波形也不如有電容時(shí)的波形效果好.經(jīng)過測(cè)試發(fā)現(xiàn)電容最小為0.5 mF.如果電容容值小于0.5 mF時(shí),直流側(cè)輸出電壓的波動(dòng)較大.

圖7 不加電容時(shí)的輸出電壓Fig.7 The output voltage without capacitance

通過對(duì)比圖3和圖7發(fā)現(xiàn),去除濾波電容時(shí),直流側(cè)輸出電壓的諧波較多,電壓波動(dòng)較大,必須選取合理的濾波電容容值,減少諧波的影響;由總輸出電壓、不控整流輸出電壓及PWM整流器的輸出電壓仿真結(jié)果可以得到,每一時(shí)刻的總輸出電壓等于不控整流器輸出電壓與PWM整流器輸出電壓之和,這說明控制過程中實(shí)現(xiàn)了無差跟蹤;直流側(cè)的濾波電容很小,與不控整流相比較,本設(shè)計(jì)的串聯(lián)型混合整流器直流側(cè)的濾波電容較小,能夠節(jié)省成本;直流側(cè)輸出電壓較為穩(wěn)定,在仿真驗(yàn)證過程中可以看到,濾波電容合適時(shí),直流側(cè)電壓穩(wěn)定在750 V上下,電壓的波動(dòng)幅度在1 %左右,在可接受范圍之內(nèi).

4 結(jié)論

本文主要針對(duì)三相混合型整流器進(jìn)行設(shè)計(jì),提出了一種基于改進(jìn)PWM控制的串聯(lián)型混合整流器,并在PSIM中進(jìn)行了仿真驗(yàn)證.仿真結(jié)果表明，采用雙閉環(huán)控制方式的PWM整流器控制環(huán)節(jié)較為簡(jiǎn)單,串聯(lián)結(jié)構(gòu)比并聯(lián)式混合整流器更易控制,且所需的直流側(cè)濾波電容容值大幅減小.