用于車載充電的雙向CLLC變換器設(shè)計(jì)

曲 璐， 王 昕， 許家譽(yù)， 劉 賀

(1. 哈爾濱工業(yè)大學(xué)(深圳) 機(jī)電工程與自動(dòng)化學(xué)院, 廣東 深圳518000；2. 深圳信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院 智能制造與裝備學(xué)院，廣東 深圳 518000；3. 深圳市騰訊計(jì)算機(jī)系統(tǒng)有限公司, 廣東 深圳518000)

全球不可再生能源迅速消耗，使用清潔能源代替燃燒汽油的電動(dòng)汽車是環(huán)境保護(hù)的重要組成部分。電動(dòng)汽車應(yīng)用領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)之一是用于鋰離子電池充電和放電的車載充電機(jī)(on-board charger, OBC)技術(shù)。OBC通常具有6.6 kW、11 kW和22 kW的單相三相充電能力。OBC正向運(yùn)行時(shí)電網(wǎng)能量向高壓電池充電，OBC反向運(yùn)行時(shí)高壓電池的能量向交流負(fù)載放電或?yàn)槠渌妱?dòng)車提供動(dòng)力輔助。由于電動(dòng)汽車的特殊應(yīng)用背景，要求OBC具有高功率密度，低成本和寬范圍輸出特性。現(xiàn)有的OBC內(nèi)部最常用的是兩級(jí)結(jié)構(gòu)：功率因數(shù)矯正PFC(power factor correction)與高壓直流DC/DC(direct current)變換器級(jí)聯(lián)。第1級(jí)PFC級(jí)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正并生成穩(wěn)定的母線電壓。第2級(jí)DC/DC將高壓總線轉(zhuǎn)換為寬范圍的電池電壓，并在AC(alternating current)側(cè)和DC側(cè)之間提供隔離。用于OBC的DCDC拓?fù)渥罹吒?jìng)爭(zhēng)力的是雙向軟開關(guān)DAB(dual active bridge)變換器和CLLC(電容-電感-電感-電容)諧振變換器。由于DAB的滿載環(huán)流和關(guān)斷損耗大，在車載充電機(jī)應(yīng)用中，該拓?fù)涞臐M載效率低于諧振轉(zhuǎn)換器[1]。CLLC諧振變換器通過在LLC的副邊增加諧振電容實(shí)現(xiàn)正向和反向的升降壓運(yùn)行，同時(shí)保留寬范圍軟開關(guān)的優(yōu)勢(shì)[2-6]，因此CLLC變換器更適用于車載充電機(jī)中?？蓪⒛壳艾F(xiàn)有的CLLC拓?fù)鋺?yīng)用于OBC的方案分成兩類：第1類是可調(diào)節(jié)的直流母線方案，由第1級(jí)PFC產(chǎn)生寬范圍可變的高壓直流母線電壓，后級(jí)CLLC諧振變換器主要在諧振頻率點(diǎn)工作損耗最小，并使用SiC器件提高整機(jī)的效率和功率密度，這類方案避開CLLC復(fù)雜的參數(shù)設(shè)計(jì)過程，經(jīng)對(duì)比，變母線方案較固定總線方案，效率可以提高2%[7-12]，文獻(xiàn)[13-14]提出一種在直流微電網(wǎng)中應(yīng)用的開環(huán)CLLC參數(shù)的容錯(cuò)設(shè)計(jì)方法，同樣設(shè)計(jì)諧振變換器在諧振點(diǎn)工作，輸出寬范圍的變化主要由前一級(jí)PFC實(shí)現(xiàn)，這種寬范圍調(diào)節(jié)母線的方案，由于采用了高壓寬禁帶器件，整機(jī)成本會(huì)大大增加，而且使用高壓母線電容也將具有較大的體積和成本。第2類方案是不調(diào)節(jié)母線電壓方案，由PFC輸出的母線電壓一般穩(wěn)定在400 V，使拓?fù)鋺?yīng)用的開關(guān)管和母線電容耐壓規(guī)格較低，為實(shí)現(xiàn)寬范圍的電池充電電壓，文獻(xiàn)[15-18]提出將不同的控制策略相結(jié)合的方法以擴(kuò)展諧振轉(zhuǎn)換器的工作范圍，控制方式通常采用頻率調(diào)制，脈沖寬度調(diào)制和相移控制相結(jié)合的策略，這些新穎的控制策略通常根據(jù)不同的工作區(qū)域而具有復(fù)雜的控制模式，這增加了整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜性并降低了軟件的可靠性，根據(jù)拓?fù)涫褂脜^(qū)間的定制化方案，不利于功率從單相擴(kuò)展到三相。

由于OBC超寬的電池電壓充電范圍，以及CLLC拓?fù)涞亩鄠€(gè)諧振參數(shù)耦合特性，使CLLC變換器的設(shè)計(jì)過程復(fù)雜且困難。上述兩種方案分別利用變母線和控制策略實(shí)現(xiàn)寬范圍充電，而不是拓?fù)渥陨硖匦浴Ｎ墨I(xiàn)[19-22]中提到CLLC的詳細(xì)參數(shù)設(shè)計(jì)方法，但是通常設(shè)計(jì)的樣機(jī)傳輸功率低，滿負(fù)載工作范圍窄，正反向?qū)ΨQ運(yùn)行，設(shè)計(jì)方法較難滿足實(shí)際車載充電機(jī)產(chǎn)品的應(yīng)用。本文設(shè)計(jì)一種基于固定母線電壓的OBC實(shí)現(xiàn)方法，采用PFC級(jí)聯(lián)CLLC變換器。通過研究CLLC之間諧振參數(shù)的相互作用，提出雙向運(yùn)行時(shí)的高效超寬輸出的參數(shù)設(shè)計(jì)和優(yōu)化方法，并采用簡(jiǎn)單的調(diào)頻+打嗝模式控制。同時(shí)基于諧振拓?fù)鋯卧拇?lián)和并聯(lián)，諧振網(wǎng)絡(luò)可以直接擴(kuò)展到11 kW和22 kW充電機(jī)應(yīng)用。本文的第1節(jié)提出了車載充電機(jī)的整機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，第2節(jié)提出了CLLC拓?fù)涞臍w一化雙向增益模型并分析了不同諧振參數(shù)對(duì)正向和反向增益的影響，第3節(jié)提出了基于增益模型的參數(shù)設(shè)計(jì)和優(yōu)化方法，基于所提出的方法設(shè)計(jì)具有充電6.6 kW和放電3.3 kW的寬輸出范圍的樣機(jī)，第4節(jié)中給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果，最后給出了本文的結(jié)論。

1 提出的雙向車載充電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

OBC的兩級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)如圖1所示。第1級(jí)是雙向AC-DC整流器和逆變器，將85～265 V(AC)的單相電網(wǎng)電壓整流為400 V的固定總線，充電機(jī)具有的寬范圍AC輸入以滿足不同國(guó)家和地區(qū)的電網(wǎng)要求。第2級(jí)是雙向CLLC諧振變換器將母線電壓轉(zhuǎn)換為200～480 V的超寬電池電壓。

圖1 雙向車載充電機(jī)原理

2 CLLC拓?fù)涞碾p向數(shù)學(xué)模型

基波分析法(fundamental harmonic analysis, FHA)是分析諧振變換器最有效而又簡(jiǎn)單的方法。使用FHA方法僅考慮電壓和電流的基波分量，忽略了所有高次諧波分量。諧振變換器是通過在次級(jí)增加電容Cr2使反向可以作升壓運(yùn)行，因此Cr2的值決定反向運(yùn)行的特性。雙向諧振變換器通?？傻刃閮煞N數(shù)學(xué)模型：CLLC和CLLLC(電容-電感-電感-電感-電容)模型[18]。兩種模型的參數(shù)可相互轉(zhuǎn)換，但CLLLC對(duì)稱模型更適合用于諧振變換器僅在諧振點(diǎn)附近工作，對(duì)稱的參數(shù)可獲得相同的充電和放電特性。當(dāng)諧振變換器用于非對(duì)稱的工況中，因?yàn)榇ǖ膮?shù)少，CLLC模型更加適合。因此本文采用CLLC模型設(shè)計(jì)諧振參數(shù)?；贔HA，可得到充放電模式下CLLC的等效數(shù)學(xué)模型如圖2所示[18]。為更好地分析，將CLLC模型的參數(shù)在充放電運(yùn)行時(shí)都等效到母線端，Rac和Racf分別是基波交流等效充放電負(fù)載,其表達(dá)式可從文獻(xiàn)[18]中獲得，見式(1)、(2)，其中RL和RLf是直流端負(fù)載。

(a)充電模式 (b)放電模式

充電模式:

(1)

放電模式:

(2)

根據(jù)FHA的等效模型，可推導(dǎo)出充放電諧振網(wǎng)絡(luò)的增益Mg和Mgf的計(jì)算公式如下。

充電模式:

(3)

放電模式:

(4)

為簡(jiǎn)化分析，將式中的變量作如下等效變換：

ω=2πfsw

(5)

(6)

(7)

式中fsw是諧振變換器的開關(guān)頻率，f0是歸一化的高頻諧振點(diǎn)。

(8)

(9)

(10)

(11)

將式(5)～(11)代入式(3)、(4)中，推導(dǎo)歸一化的增益模型見式(12)、(13)，變換增益與f、Ln、Qe(Qef)和Cn的值有關(guān)。

Mg_charging=

(12)

Mg_discharging=

(13)

將式(12)、(13)的虛部設(shè)置為零，可以求解出充放電的諧振頻率點(diǎn)。

高頻解：

f0_h=

(14)

低頻解：

f0_l=

(15)

雙向諧振變換器在高頻諧振點(diǎn)處的增益推導(dǎo)見式(16)、(17)。

充電模式：

(16)

放電模式：

(17)

2.1 Cn對(duì)充放電增益的影響

影響CLLC變換器增益的參數(shù)為L(zhǎng)n、Qe(Qef)、N和Cn。以歸一化的開關(guān)頻率作為變量，畫出充放電增益曲線隨不同諧振參數(shù)變化的趨勢(shì)如圖3所示，其中Vbat1_nor～Vbat9_nor和Vbus1_nor～Vbus9_nor分別是Qe和Qef的值逐漸增大的曲線，對(duì)應(yīng)的Qe和Qef的值為0.1～10，圖例標(biāo)注在充電和放電曲線圖3(a)和3(g)中。根據(jù)圖3中參數(shù)變化對(duì)增益的影響，可以總結(jié)出以下3點(diǎn)規(guī)律：

1)從圖3中所有充放電的增益曲線中均可看到，隨著Qe的增加，增益的趨勢(shì)是減小的。影響Qe的因素有兩種情況，一種是負(fù)載Rac的值減小，Qe增加，即負(fù)載變重時(shí)增益會(huì)下降，滿載情況是最惡劣的工作點(diǎn)；另一種是Lr與Cr1的比值減小,可減小Qe的值，當(dāng)發(fā)現(xiàn)負(fù)載太重增益無法滿足要求時(shí)，需要調(diào)整諧振電感與電容的比值來提高整機(jī)輸出功率的能力。

2)觀察圖3(a)和3(d)發(fā)現(xiàn)隨Ln值的減小曲線變窄，增益逐漸增加，CLLC變換器具有更好的輸出電壓能力和更小的頻率變化范圍。因此在輸出功率能力不足時(shí)需要調(diào)整參數(shù)Ln的值使其減小，以上Ln和Qe的參數(shù)選取原則與LLC變換器一致。

3)雙向CLLC諧振變換器與單相的LLC諧振變換器主要的區(qū)別是電池端多一個(gè)諧振電容，該諧振電容主要影響傳輸特性，Cn的值決定了CLLC充電和放電的增益能力。從圖3(a)和3(d)中可看到Cn的值越大，Cr2的阻抗對(duì)充電電壓增益的影響越小，并且充電增益曲線越接近LLC。Cn的值影響低頻諧振點(diǎn)和低頻諧振點(diǎn)的增益，當(dāng)Cn較小時(shí)，充電模式下低頻諧振點(diǎn)處增益越大，導(dǎo)致高頻諧振點(diǎn)附近的增益損失越多。如圖3(d)～3(f)中的A點(diǎn)所示，隨著Cn的減小，A點(diǎn)的最大輸出電壓逐漸降低。當(dāng)Cn較大時(shí)，放電增益曲線高頻諧振點(diǎn)附近的增益更平滑，工作點(diǎn)頻率更高，這是特性較差的工作區(qū)。Cn對(duì)充電和放電方向的影響是相反的，因此需要根據(jù)實(shí)際的需求綜合選擇Cn值。從圖3(c)和圖3(f)中能夠看到，當(dāng)Cn的值等于1時(shí)，充電模式下增益損失幅度較大。在雙向應(yīng)用中，Cn的值應(yīng)大于1。在Cn≥5的情況下，圖3(g)和圖3(i)放電模式f0_h處的增益變得過于平滑，可以升壓運(yùn)行的區(qū)間較小，因此Cn的值應(yīng)小于5。綜合充放電的增益情況，在雙向傳輸功率相當(dāng)?shù)男枨髸r(shí)，Cn的值選擇2～3是較為合適的。

2.2 變壓器匝數(shù)比對(duì)充電和放電增益的影響

在寬范圍應(yīng)用諧振變換器參數(shù)選取過程中，效率是最重要的優(yōu)化量。CLLC拓?fù)溥\(yùn)行于軟開關(guān)模式， 因此MOSFET的損耗主要是導(dǎo)通損耗，導(dǎo)通損耗是由諧振腔的環(huán)流值決定的，變壓器的匝數(shù)比決定充放電的環(huán)流值分布，也就是系統(tǒng)最佳工作點(diǎn)的分布。推導(dǎo)充電模式下母線側(cè)的環(huán)流有效值iacp為

(a) 充電，Ln=1, Cn=5 (b) 充電，Ln=1, Cn=2 (c) 充電，Ln=1, Cn=1

(d)充電，Ln=5, Cn=5 (e)充電，Ln=5, Cn=2 (f)充電，Ln=5, Cn=1

(g)放電，Ln=1, Cn=5 (h)放電，Ln=1, Cn=2 (i)放電，Ln=1, Cn=1

(j)放電，Ln=5, Cn=5 (k)放電，Ln=5, Cn=2 (l)放電,Ln=5, Cn=1

(18)

式中：Io_cha為充電模式下的充電電流，φi為輸出充電電流的相角。

端口的電壓Vm電流有效值Iacp為

(19)

(20)

勵(lì)磁電流的有效值Im推導(dǎo)公式為

(21)

根據(jù)式(19)～(21)充電模式母線側(cè)環(huán)流的有效值Ip表達(dá)式為

(22)

同樣地，推導(dǎo)出放電模式電池側(cè)環(huán)流的有效值Is表達(dá)式為

(23)

式中Io_discha是放電時(shí)的電池電流。

根據(jù)循環(huán)電流有效值的表達(dá)式，主要的影響參數(shù)是變壓器匝數(shù)比N和Lm。其中，Lm的選擇與輸出功率能力相關(guān)。一般Lm的值越大輸出功率能力越小，環(huán)流越小效率越高，即在額定的輸出功率下，設(shè)計(jì)的Lm使功率域量越小效率將越高，通常這一優(yōu)化過程對(duì)效率的影響有限。當(dāng)N的值選擇越大時(shí)，充電模式下母線側(cè)的環(huán)流值越大，母線線側(cè)的MOSFET和諧振電容器的損耗較大。在充電模式下，電池側(cè)的MOSFET用作二極管，環(huán)流對(duì)損耗的影響較小，放電模式具有相同趨勢(shì)。當(dāng)N的值選擇較小時(shí)，放電模式下電池側(cè)的環(huán)電流較大，電池側(cè)MOSFET和諧振電容的損耗較大。即無論在充電工況還是放電工況，調(diào)節(jié)N的值可以設(shè)置較高的效率。通常充電模式是典型的工作區(qū)域，因此N值的設(shè)置往往會(huì)考慮優(yōu)化提高充電效率。此外，N還將寬范圍的工作點(diǎn)劃分成升壓區(qū)(頻率小于諧振頻率)和降壓區(qū)(頻率大于諧振頻率)，其中升壓區(qū)運(yùn)行頻率較低，增益曲線效率高易于控制,是較好的工作區(qū)。N對(duì)工作區(qū)劃分的影響在下一節(jié)中詳細(xì)討論。

3 CLLC變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)方法

通過上文諧振參數(shù)對(duì)充電和放電增益曲線的影響分析，本節(jié)詳細(xì)討論參數(shù)的設(shè)計(jì)和優(yōu)化方法。諧振變換器采用FHA分析方法，只考慮了基波分量，因此基于FHA方法對(duì)諧振變換器的分析在諧振頻率附近的結(jié)果是較為準(zhǔn)確的，偏離諧振頻率的結(jié)果存在誤差。設(shè)計(jì)過程基于FHA方法，并且結(jié)合仿真軟件對(duì)參數(shù)作進(jìn)一步修改。設(shè)計(jì)CLLC輸入母線電壓為400 V，電池電壓為270～480 V，充電功率為6 600 W，AC放電功率為3 300 W，母線側(cè)的MOSFET型號(hào)為STW65N65DM2AG，電池側(cè)MOSFET的型號(hào)為STW50N65DM2AG。

3.1 諧振頻率的選擇

諧振變換器的設(shè)計(jì)從選擇諧振頻率f0_h開始。綜合考慮開關(guān)損耗、變壓器體積以及EMC的測(cè)試范圍，CLLC的工作頻率在100～200 kHz之間是較為合適的，在本文中，將f0設(shè)置為100 kHz。確定諧振頻率后，變換器的工作點(diǎn)將接近諧振頻率。CLLC系統(tǒng)的高頻諧振點(diǎn)f0_h由4個(gè)諧振參數(shù)確定，為了簡(jiǎn)化參數(shù)設(shè)計(jì)過程，將選定的諧振頻率近似等于f0，實(shí)際的充電諧振頻率將略大于f0，而放電諧振頻率將略小于f0。

3.2 初步選擇變壓器匝數(shù)比

CLLC變換器的輸入電壓和輸出電壓轉(zhuǎn)換公式分別為

(24)

Vbus=Vbattery×N×Mg_reverse

(25)

當(dāng)輸入和輸出具有較寬范圍變化時(shí)，首先根據(jù)額定電壓的工作點(diǎn)設(shè)置變壓器的匝數(shù)比。從上一節(jié)可以看出，CLLC轉(zhuǎn)換器在高頻諧振點(diǎn)處的增益將略低于1，初始設(shè)計(jì)可以暫時(shí)將增益值Mg_f0設(shè)為1。系統(tǒng)額定的工作點(diǎn)是母線400 V轉(zhuǎn)換為充電電壓360 V，據(jù)此初步選取變壓器的匝數(shù)比為

(26)

根據(jù)所選的變壓器匝數(shù)比，可計(jì)算出所需充電增益的最大值和最小值分別為Mg_c_min= 0.6和Mg_c_max= 1.08,所需放電增益的最大值和最小值分別為Mg_d_min= 0.92和Mg_d_max=1.64。

3.3 選擇Ln和Qe

選擇合適的Ln和Qe的值，可保證系統(tǒng)獲得所需的充放電最大和最小增益。根據(jù)上文對(duì)Cn取值的分析，Cn=2時(shí)，正反向工作的增益可較好地滿足雙向功率傳輸。在圖4中給出了隨著Ln和Qe的變化增益峰值的變化曲線，其中Cn=2。例如，圖4中的A點(diǎn)表明Ln=1、Qe=0.5、Cn=2時(shí)充電增益曲線上感性區(qū)最大的增益值是2.83。比較圖4(a)和圖4(b)，可以看到一些曲線是不連續(xù)的。增益曲線上具有兩個(gè)峰值，只有頻率較高的峰值點(diǎn)才處于可應(yīng)用的感性區(qū)。隨著Qe(或Qef)的值增加，增益的峰值會(huì)逐漸降低，并在兩個(gè)諧振頻率點(diǎn)之間出現(xiàn)一個(gè)容性區(qū)，導(dǎo)致感性區(qū)的峰值突變到高頻諧振點(diǎn)的增益值。

3.3.1 根據(jù)充電需求選擇Ln和Qe的值

充電工況下輸出是恒功率的，因此Qe值最低的點(diǎn)是480 V?？梢詴呵覍e=0.5時(shí)設(shè)置為480 V，從圖中看到如果Qe=0.5時(shí)的增益要大于所需的1.08，則Ln的值必須小于3。選擇Ln= 3，然后繼續(xù)檢查Qe=1.58(電池電壓為270 V)，增益為0.85(即接近所需的增益0.6)，則所選參數(shù)符合要求。根據(jù)正向增益，Ln=3，Qe=0.5(480 V)。

3.3.2 根據(jù)放電需求選擇Ln和Qe的值

放電工況下輸出是恒定電壓值，負(fù)載不變。在這種情況下，電壓和直流功率值分別為400 V和3 600 W，即Qef=0.39。逆變時(shí)電池電壓270 V需要滿足增益1.64的要求，從放電曲線可以看出，當(dāng)Qef=0.39時(shí)，Ln=3的增益值比較臨界，進(jìn)一步調(diào)整Ln=2。最終根據(jù)充放電增益要求選擇參數(shù)Ln=2，Qe=0.5(充電480 V)。

(a)充電模式 (b)放電模式

3.4 優(yōu)化變壓器匝數(shù)比N

根據(jù)上述步驟選擇的參數(shù)可以滿足充電和放電的功率轉(zhuǎn)換要求，但在超寬的輸出范圍下，電池電壓較低時(shí)會(huì)具有較大的環(huán)流值， MOSFET的導(dǎo)通損耗較其他工作點(diǎn)大，這不利于整機(jī)的器件選型。需要通過增加N的值降低充電模式下低壓部分的環(huán)流有效值，降低MOSFET的損耗。本文選擇Q1～Q4的導(dǎo)通電阻為40 mΩ，選擇的Q5～Q8的導(dǎo)通電阻為70 mΩ。諧振參數(shù)相同，不同N值下對(duì)比充放電模式下的開關(guān)損耗如圖5所示。通過圖中對(duì)比，給出了兩個(gè)極限工作點(diǎn)270 V/6.6 kW和480 V/6.6 kW的損耗值。如果根據(jù)額定工作點(diǎn)將N選擇為0.9，那么在270 V/6.6 kW時(shí)損耗將高達(dá)36 W。增加N的值可以顯著減小充電損耗，但同時(shí)會(huì)增加放電工況的損耗。通常充電效率是更被關(guān)注的指標(biāo)，而N值的選取傾向于提高充電效率。

(a)充電模式 (b)放電模式

此外隨著N值的增加，高頻諧振點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電池電壓逐步降低，充電工況具有更多工作點(diǎn)處在升壓區(qū)域。同時(shí)放電工況更多的工作點(diǎn)位于降壓區(qū)域，并且放電模式的工作頻率將提高。繪制在不同匝數(shù)比和不同電池電壓下放電模式的增益曲線，如圖6所示，曲線中的負(fù)載對(duì)應(yīng)的是母線電壓400 V/3.6 kW。該圖表明隨著N的增加，放電模式的工作點(diǎn)頻率將顯著增加。本文設(shè)計(jì)的OBC采用調(diào)頻和打嗝模式結(jié)合的控制策略，當(dāng)CLLC的工作頻率超過300 kHz后從調(diào)頻狀態(tài)進(jìn)入到300 kHz的打嗝狀態(tài)。工作點(diǎn)頻率的增加將使更多的工況位于打嗝區(qū)，由于占空比是間隙性發(fā)波，電池電流的紋波會(huì)較大，不是較好的工作區(qū)，因此調(diào)整N時(shí)同時(shí)要考慮放電工作點(diǎn)的劃分。圖6(b)描述了負(fù)載變化時(shí)放電工作點(diǎn)的分布情況，N的值越大，放電工況打嗝的區(qū)域越大。因此綜合考慮整機(jī)充電效率和放電工作點(diǎn)的分布，將N確定為1更合適，結(jié)合軟件仿真及器件的選型微調(diào)諧振參數(shù)，最終優(yōu)化后的諧振參數(shù)和器件選型如下所列。PFC中的電感值為260 μH，S1和S3的型號(hào)是AIGW40N65H5，S2和S4的型號(hào)是STPSC20H065CWY，S5和S6的型號(hào)是AIKW50N60CT，CLLC變換器母線側(cè)的諧振電容為90 nF，電池測(cè)諧振電容為198 nF，諧振電感為25 μH，勵(lì)磁電感為50 μH，變壓器的原副邊匝數(shù)均是10。

諧振變換器的特性受諧振參數(shù)的影響，因此在器件選型時(shí)要考慮硬件參數(shù)隨時(shí)間、溫度和環(huán)境的變化所產(chǎn)生的影響。通常磁性器件的制造誤差在8%～15%之間，電容器件的誤差在10%～20%之間，應(yīng)盡可能選擇誤差較小的器件。在選用的器件確定后，需要對(duì)參數(shù)差異的最壞情況進(jìn)行評(píng)估，諧振電感和電容對(duì)特性的顯著影響主要是工作點(diǎn)的偏移。諧振參數(shù)變化后使諧振頻率點(diǎn)偏移，從而正反向所有的工作點(diǎn)進(jìn)一步平移。在充電機(jī)寬范圍的應(yīng)用中，充電電壓在最低和最高是兩個(gè)極限點(diǎn)，充電時(shí)電池電壓270 V時(shí)工作頻率最高，環(huán)流有效值最大，效率最低，因此充電時(shí)電池電壓最低點(diǎn)是最苛刻的工作點(diǎn)。充電480 V時(shí)工作頻率最低，驗(yàn)證在該點(diǎn)的最低頻率是否會(huì)超出最低頻率的限制。放電運(yùn)行時(shí)，480 V時(shí)的頻率最高，環(huán)流有效值最大，效率最低，因此在放電過程480 V是最苛刻的工作點(diǎn)。放電運(yùn)行270 V時(shí)工作頻率最大，確保參數(shù)差異下該點(diǎn)的最低運(yùn)行頻率不會(huì)超出限制。確定以上最惡劣的工作點(diǎn)后，挑選參數(shù)偏差較大的幾組磁性元件和電容對(duì)最惡劣工作點(diǎn)進(jìn)行驗(yàn)證，確保極限點(diǎn)的指標(biāo)仍在要求內(nèi)。

(a)放電模式增益曲線 (b)放電模式工作點(diǎn)分布

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)前文設(shè)計(jì)的諧振參數(shù)，搭建了OBC樣機(jī)，由第1級(jí)PFC級(jí)聯(lián)后級(jí)的CLLC變換器。本節(jié)對(duì)整機(jī)的特性及CLLC拓?fù)涮匦赃M(jìn)行測(cè)試，驗(yàn)證提出的設(shè)計(jì)方法。

4.1 軟啟動(dòng)策略

CLLC拓?fù)湓趩?dòng)過程中，輸出電壓為零，諧振變換器的輸出等效于短路。啟動(dòng)時(shí)會(huì)有較大的諧振電流損壞MOSFET。推導(dǎo)啟動(dòng)時(shí)峰值電流Ipeak為

(27)

式(27)表明，只有諧振電感和占空比時(shí)間才能限制啟動(dòng)電流。當(dāng)諧振變換器在400 V母線下傳輸6.6 kW的大功率時(shí)，諧振電感的值通常是較小的。因此本文提出了一種軟啟動(dòng)方案，通過控制脈沖寬度來限制起機(jī)電流，如圖7所示。最開始輸出電壓以400 kHz的打嗝模式分段發(fā)波。 隨著輸出電壓的升高，打嗝模式的頻率逐漸降低至打嗝模式與PFM (pulse frequency modulation)的分界點(diǎn)300 kHz，然后系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)PFM模式。此外，如果在保證輸出功率的基礎(chǔ)上，盡量增加諧振電感的值可有效抑制啟動(dòng)電流的峰值。

圖7 軟啟動(dòng)控制策略

測(cè)試充電電池電壓360 V時(shí)的啟動(dòng)波形如圖8所示。輸出端采用電壓電流環(huán)的雙環(huán)控制方式，啟動(dòng)過程逐漸釋放輸出電壓的參考值，并使用高頻脈沖串建立輸出電壓。直到輸出電壓達(dá)到所需的電池電壓，然后逐漸釋放輸出電流參考值，直到輸出功率達(dá)到6.6 kW。反向啟動(dòng)過程與正向相同：首先通過高頻打嗝模式對(duì)母線電容充電。在電容電壓達(dá)到380 V后，PFC啟動(dòng)開始逐漸建立交流輸出電壓。通過軟啟動(dòng)控制策略，可以確保諧振腔的峰值電流不超過35 A，確保開關(guān)器件的可靠運(yùn)行。

圖8 軟啟動(dòng)測(cè)試波形

4.2 充電模式

為了完全覆蓋電池電壓的充電范圍，本文設(shè)計(jì)的樣機(jī)具有超寬范圍的輸出電壓，不同電池電壓下的充電功率和電流曲線如圖9所示。

圖9 充電模式輸出功率及電流曲線

由圖9能夠看到，滿載充電電壓為270～480 V，充電功率為6.6 kW，最大輸出電流為24 A，在低電池電壓200～270 V時(shí)充電限流為10 A。圖10展示了額定輸入為220 V(AC)充電電壓為360 V的滿載測(cè)試波形。圖10表明CLLC的工作頻率為114 kHz，母線電壓穩(wěn)定在400 V，紋波為30 V。 圖11為充電電壓分別為270、480 V時(shí)穩(wěn)態(tài)細(xì)節(jié)測(cè)試波形。由于輸出范圍大，運(yùn)行的頻率在91～156 kHz之間變化。

車載充電器主要在滿載充電條件下工作，因此測(cè)試了不同電池電壓滿載的效率曲線，如圖12所示。母線電壓在不同的充電電壓下保持恒定，PFC的效率基本不變，整個(gè)樣機(jī)的效率隨CLLC拓?fù)涞淖兓兓?。從曲線中能夠看到諧振頻率點(diǎn)附近的效率最高，這是因?yàn)樵摴ぷ鼽c(diǎn)中環(huán)流的有效值最小，并且波形是較好的正弦波,變壓器損耗也較小。在圖12(b)中分析了效率最低點(diǎn)270 V的器件損耗。CLLC變換器中損耗最高的兩種器件是MOSFET Q1～Q4和磁性元件。通過優(yōu)化匝數(shù)比N的值，可以進(jìn)一步降低諧振電流，從而減少變壓器的銅損和MOSFET的導(dǎo)通損耗，優(yōu)化充電效率。

(a)電池電壓和母線電壓波形 (b) 漏源極電壓與諧振電流波形

(a)充電電壓為480 V (b) 充電電壓為270 V

4.3 放電模式

放電模式的輸出功率和電流曲線如圖13所示，最大交流端放電功率為3.3 kW。分別測(cè)試270、360、480 V時(shí)的CLLC變換器的放電波形，如圖14、15所示。從圖中能看出，放電運(yùn)行時(shí)整機(jī)的工作頻率會(huì)更高，最高頻率可以達(dá)到260 kHz。在交流輸出功率為3.3 kW的情況下，測(cè)試CLLC放電操作的效率曲線如圖16所示，放電效率略低于充電模式。放電模式對(duì)效率的要求并不苛刻。通過對(duì)充放電運(yùn)行模式的測(cè)試表明，搭建的OBC樣機(jī)能夠完成超寬的雙向功率變換，并具有較高的效率，滿載整機(jī)充電效率最高為94.5%，CLLC單級(jí)滿載充電效率可達(dá)97.5%。

圖13 放電模式輸出功率及電流曲線

(a)交流電壓電流波形 (b) 漏源極電壓與諧振電流波形

(a) 電池電壓270 V時(shí)漏源極電壓與諧振電流波形 (b)電池電壓480 V時(shí)漏源極電壓與諧振電流波形

圖16 OBC放電模式的整機(jī)效率及損耗

5 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)一款輸入輸出超寬范圍的高效雙向車載充電機(jī)，采用PFC級(jí)聯(lián)CLLC諧振變換器。提出一種CLLC諧振變換器的雙向歸一化增益模型，分析了拓?fù)湔聪蚬β蕚鬏斈芰驮鲆嫣匦?。并提出了通用的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)方法指導(dǎo)CLLC變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)與優(yōu)化?；谲囕d充電機(jī)高效率和低成本的要求，采用固定母線方案，通過分析諧振變換器的增益和損耗表明，諧振電容和變壓器匝數(shù)比是雙向運(yùn)行的主要影響參數(shù)。合理設(shè)置諧振電容與變壓器匝數(shù)比可使諧振變換器在寬范圍運(yùn)行中獲得最佳的充電效率。設(shè)計(jì)了一臺(tái)充放電額定功率分別為6.6 kW(DC)和3.3 kW(AC)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證所提出的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，結(jié)果表明，諧振變換器可實(shí)現(xiàn)雙向?qū)挿秶β首儞Q，滿載充電效率達(dá)到97.5%，整機(jī)充電效率可達(dá)94.5%。