一種基于擴頻信號的散射通信信噪比估計方法

沈斌松， 秦建存

(1.中國電子科技集團公司 第五十四研究所，河北，石家莊 050081；2.中電網(wǎng)絡通信集團有限公司，河北，石家莊 050081)

對流層散射通信是一種利用對流層大氣不均勻性對微波的散射作用來實現(xiàn)的超視距通信方式，具有傳播媒質穩(wěn)定可靠，抗竊聽、抗截獲和抗干擾能力強等優(yōu)點，可跨越海島、沙漠、湖泊、沼澤等天然屏障和特殊地域，在各國軍用無線通信系統(tǒng)中得到廣泛應用.

隨著戰(zhàn)爭模式數(shù)字化、網(wǎng)絡化、信息化發(fā)展演進，軍用通信系統(tǒng)在通信帶寬、可靠度、適應性和業(yè)務承載能力等諸多方面的需求不斷提高.傳統(tǒng)對流層散射通信設備傳播可靠度表征在每年慢衰落最壞條件下可靠通信的能力，對其余大部分時間內明顯好于最壞月份的信道傳播特性未加以充分利用，采用速率自適應技術可實現(xiàn)散射通信系統(tǒng)的通信容量和質量大幅度提升.因此，以速率自適應技術為代表的新體制散射通信系統(tǒng)應運而生.

信噪比(signal to noise ratio，SNR)是一個表征散射信道特性的重要參數(shù)，Turbo或LDPC迭代譯碼、自適應編碼調制、自動功率控制、自適應跳頻和自動天線對準等功能均需準確的信噪比信息，因此，找到適用于散射通信的信噪比估計算法對提升散射通信系統(tǒng)能力具有重大意義[1].目前，對高斯白噪聲(AWGN)信道下的信噪比估計方法已日趨成熟，常見的估計算法有最大似然(ML)估計算法、信噪平方比噪聲方差(SNV)估計法、二階四階矩(M2M4)估計法以及信號方差比(SVR)估計法等[2-3].但散射信道為典型的多徑衰落信道，頻率選擇性衰落嚴重，傳統(tǒng)信噪比估計方法根據(jù)接收到的探測信號進行信道響應估計并計算信噪比，而非信道的實際信噪比[4]，或者依賴解調后信號進行信噪比估計[5].

本文基于散射通信系統(tǒng)的特點，介紹散射通信信噪比估計模型，使用一種基于擴頻信號的信噪比估計方法，并提出一種適用于散射通信的等效信噪比算法，獲取通信系統(tǒng)的實際信噪比，通過仿真驗證本文提出的信噪比估計方法能夠有效估計散射通信信道的信噪比，并且等效信噪比的計算結果與實際通信效果一致，簡單實用.

1 散射通信信噪比估計

散射通信信道是一種典型多徑衰落信道，根據(jù)信號帶寬與多徑時延展寬的關系，信道表現(xiàn)為平坦衰落和頻率選擇性衰落，并且散射信道具有顯著的快衰落特征，嚴重影響通信質量，需采用分集接收技術平滑信號衰落.因此，散射通信信噪比估計模型應適用于以上兩種情況，估計模型如圖1所示.

假設有M個分集通道，各個分集通道的衰落過程hm(t),(m=1,2,…,M)是相互獨立的離散L徑結構，各個分集通道存在相互獨立的零均值加性高

圖1 散射通信信噪比估計模型Fig.1 SNR estimate model in troposcatter communication

斯白噪聲nm(t),(m=1,2,…,M)干擾，且具有相同的功率譜密度N0.信道響應hm(t)可表示為

(1)

式中:am,k(m=1,2,…,M;k=1,2,…,L)為第m分集通道多徑k的衰落因子，服從瑞利分布;φm,k(m=1,2,…,M;k=1,2,…,L)為第m分集通道多徑k的相移因子，服從均勻分布，其時延參數(shù)為τm,k(m=1,2,…,M;k=1,2,…,L).

發(fā)射信號s(t)經(jīng)過散射信道后，各分集通道的接收信號rm(t),(m=1,2,…,M)可以表示為

(2)

各分集通道接收信號rm(t)經(jīng)接收機處理后進行信噪比估計與M通道合并，合并方式不同，合并后信號質量不同，信噪比也存在差異[6].

由于散射通信功率嚴重受限，要求信噪比估計準確、高效，更要反映信道的多徑因素，表征有效信噪比，這對散射通信信噪比估計方法提出新要求.

2 基于擴頻信號的信噪比估計方法

2.1 信噪比估計方案

常用的信噪比估計算法分為兩類，一類基于數(shù)據(jù)輔助(DA：data-aided)，即在信道中周期性的發(fā)送導頻或訓練序列；另一類非數(shù)據(jù)輔助(NDA：non data-aided)，即直接對接收信號進行處理.本文采用基于擴頻信號輔助的信噪比估計方法，其數(shù)據(jù)幀結構如圖2所示，每個數(shù)據(jù)幀時長4 170 μs，RU為功率上升時間，RD為功率下降時間，HEAD為幀頭信號，用于數(shù)據(jù)幀定位，DET/CTRL為探測/控制信號，用于信噪比估計并同時控制調制與編碼方式，DATA為業(yè)務信息.

表1 信噪比估計方法數(shù)據(jù)幀結構Tab.1 SNR estimate method data frame structure

為準確估計信道多徑，探測信號應覆蓋整個工作帶寬，為進一步提高傳輸效率，采取探測與控制信號同傳方案.為滿足以上要求，探測/控制信號采用線性調頻信號，具有恒包絡特性，其表達式為

(3)

式中:μ=2πB/T為信號變頻速率因子;B為信號帶寬;T為信號周期;φ為相位信息，用于傳輸控制信息.線性調頻信號是一種具有良好自相關特性的信號，匹配后信號由恒包絡信號變成窄脈沖信號，即將原來在碼元時間T內均勻分布的信號能量大部分集中于峰值點附近，匹配后信號可以表示為

(4)

匹配后信號的包絡呈辛格函數(shù)的形狀，其脈沖寬度τp=1/B，主峰兩個零點間寬度為2/B.因此，匹配濾波器可實現(xiàn)分離多徑，多徑分辨率為1/B[7].線性調頻信號的匹配與多徑分離如圖2所示，LFM信號帶寬為50 kHz，主峰兩個零點間寬度為0.04 ms，當多徑時延為0.02 ms時即可實現(xiàn)多徑分離.

圖2 線性調頻信號的匹配與多徑分離Fig.2 LFM signal match receive and multipath separate

2.2 基于擴頻信號的信噪比估計方法

若接收信號匹配后的相關峰能量大于最大相關峰能量的5%，即判定其為多徑信號.假設依照上述準則線性調頻信號可分離L條多徑，則無分集時接收信號表示為

(5)

則接收信號解擴后可獲得各個多徑分量的相關峰ak，得到接收信號的信噪比，可以表示為

(6)

式中K為信噪比常數(shù)，只與基準通信速率有關.式(6)得到的信噪比估計值與其他基于探測信號的信噪比估計方法一致，由于線性調頻信號在解擴過程將各個多徑分量的能量集中到相關峰，因此可提高多徑信道估計的抗噪聲性能[8].

使用表1所示的數(shù)據(jù)幀結構，信道設置為多徑功率分布如表2所示的5徑信道，分別對本文提出的算法與M2M4算法的信噪比估計性能做仿真對比，仿真結果如圖3所示.

表2 信道多徑能量分布

由圖3可以看出，M2M4算法在多徑信道下失效，利用均衡后信號得到的信噪比估計值在信噪比較小和較大時估計誤差較大；采用本文提出的信噪比估計方法在信噪比0～30 dB時得到的估計值接近真實信噪比，估計誤差小于0.5 dB，估計準確，性能優(yōu)于M2M4算法.

圖3 信噪比估計算法性能對比曲線Fig.3 Performance of SNR estimate method

當系統(tǒng)有M個分集通道時，假設線性調頻信號仍可分離L條多徑，接收信號用式(2)表示，則各個通道的信噪比可表示為

(7)

合并方式不同，得到的合路信噪比也不同，常用合并方式下的合路信噪比如表3所示.

表3 常用分集合并方式下的合路信噪比

3 等效信噪比估計算法

3.1 失真自適應接收

當信道多徑小于設計的保護時間時，采用失真自適應接收機(distort adaptive receiver，DAR)消除并利用信道多徑，基于擴頻信號的DAR工作原理如圖4所示(假設可分離出2個多徑).DAR接收機將接收信號在時域壓縮成多徑分離的窄脈沖信號，采用逆調制方式提取與窄脈沖信號同頻、同相、同包絡的載波信號，并與窄脈沖信號進行積分合并處理，實現(xiàn)匹配接收，即最佳接收功能[9].

圖4 基于擴頻信號的DAR工作原理圖Fig.4 DAR principle base on spread spectrum signal

根據(jù)圖4所示的DAR工作原理可知，該接收機可收集并利用多徑信號并進行最大比合并，其接收信號的等效信噪比與第2節(jié)獲得的信噪比或合路信噪比一致.

3.2 自適應均衡接收

當信道多徑超出設計的保護時間時，采用自適應均衡技術消除信道多徑.均衡器的工作原理不再贅述，當均衡器的輸入為式(2)所示的接收信號時，均衡器在各個分集通道找到其最大徑信號，并以此為基礎消除其余多徑信號[10-11].因此，均衡器僅利用最大徑信號，其單路最優(yōu)解可表示為

y(t)=us(t)+n(t)，u=max{a1,a2,…,aL}

(8)

因此，接收信號的單路等效信噪比表示為

γ=Ku2/N0

(9)

比較式(6)和式(9)可知，均衡器輸出信號的等效信噪比小于其估計信噪比，并且多徑分量越多相差越大.

當系統(tǒng)有M個分集通道時，各個通道的等效信噪比表示為

(10)

其等效合路信噪比仍可按照表3中的公式計算.

使用表1所示的數(shù)據(jù)幀結構，采用BPSK調制，工作帶寬30 MHz，傳輸速率分別為150 kbits/s和6 Mbits/s，信道設置為多徑能量分布如表4所示的二重分集信道，接收信號處理分別采用DAR和均衡解調與最大比合并，對其誤碼性能做仿真測試，測試結果如圖5所示，同時將等效信噪比估計結果對應的誤碼率繪制于圖5中.

表4 信道多徑能量分布

圖5 誤碼率仿真測試結果Fig.5 Simulation result of bit error ratio

由圖5可知：

① 平坦衰落信道下，誤碼率仿真測試曲線與估計所得等效信噪比誤碼率曲線相吻合，估計誤差小于0.5 dB；

② 頻率選擇性衰落信道下，誤碼率仿真測試曲線與估計所得等效信噪比誤碼率曲線相吻合，估計誤差小于1 dB，性能損失大于平坦衰落信道，這與均衡器導致的噪聲非白化有關；

③ 平坦衰落的仿真測試誤碼性能優(yōu)于頻率選擇性衰落約3.5 dB，即平坦衰落的等效信噪比優(yōu)于頻率選擇性衰落，與理論分析結論一致.

綜上所述，等效信噪比估計值與實測曲線吻合，該信噪比估計算法以及等效信噪比計算方法正確有效，均可用于散射通信信噪比估計，指導工程實踐.

4 結束語

在以速率自適應技術為代表的新體制散射通信系統(tǒng)中，適用于多徑嚴重的散射信道信噪比估計算法至關重要.本文提出一種基于線性調頻的信道等效信噪比估計方法，通過仿真表明該算法可在0～30 dB信噪比范圍內準確估計接收信號的信噪比，并且進一步給出常用分集接收方式下的合路信噪比表達式；在信噪比估計準確的條件下，提出適用于不同接收算法的等效信噪比計算方法，仿真結果表明該方法能夠更加準確的表征實際通信效果，對工程實踐具有重要的指導意義.