考慮電網(wǎng)阻抗變化的LLCL并網(wǎng)逆變器諧振抑制策略

吳麗珍, 安利鋒, 陳 偉,3, 郝曉弘,3

(1. 蘭州理工大學(xué) 電氣工程與信息工程學(xué)院, 甘肅 蘭州 730050; 2. 蘭州理工大學(xué) 甘肅省工業(yè)過程先進控制重點實驗室, 甘肅 蘭州 730050; 3. 蘭州理工大學(xué) 國家級電氣與控制工程實驗教學(xué)中心, 甘肅 蘭州 730050)

風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電等分布式電源常通過并網(wǎng)逆變器并入配電網(wǎng),由于輸電過程中變壓器、傳輸線路等不可忽略阻抗的存在,呈弱電網(wǎng)特性[1-3].在弱電網(wǎng)中,電網(wǎng)阻抗會影響系統(tǒng)控制帶寬,造成系統(tǒng)帶寬下降,易發(fā)生諧振現(xiàn)象,諧振導(dǎo)致逆變器輸出電流波形畸變,嚴重時使系統(tǒng)振蕩失穩(wěn).為使并網(wǎng)電流滿足并網(wǎng)要求,通常在逆變器和電網(wǎng)之間接入濾波器對電流中的高次諧波進行衰減.目前以L、LC、LCL和LLCL型濾波器最為常見,LLCL型濾波器因串聯(lián)諧振電路的存在,可衰減串聯(lián)諧振頻率處的并網(wǎng)電流高次諧波,因濾波效果好且能進一步減少總電感值而廣泛采用[4-6].但也因自身特點存在諧振尖峰的問題,導(dǎo)致并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)失穩(wěn).因此,需對LLCL逆變器采取相應(yīng)控制策略以確保系統(tǒng)的穩(wěn)定.

目前,并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流控制策略的研究主要側(cè)重于采用阻尼的方式來抑制諧振問題,阻尼方式分有源和無源兩種[7].其中,有源阻尼方式以反饋電壓/電流等狀態(tài)量為控制基礎(chǔ),方法有效且不存在功率損耗的問題.有源阻尼以加權(quán)電流控制[8-9](weighted average current control,WACC)方法為研究熱點.在抑制并網(wǎng)逆變器諧振的方法中,雖然WACC方法控制方式簡單,易實現(xiàn)系統(tǒng)降階,但對電網(wǎng)阻抗較為敏感且存在并網(wǎng)電流諧波含量大的問題.許津銘等[10]提出一種適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化的WACC控制方法,該方法對加權(quán)系數(shù)的調(diào)整通過對電網(wǎng)阻抗進行在線檢測實現(xiàn),降低逆變器對電網(wǎng)阻抗的敏感度,但電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)對并網(wǎng)電流和系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響并未考慮.孫建軍等[11-12]分析出電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)的存在會影響到控制系統(tǒng)無法實現(xiàn)降階,提出新的加權(quán)系數(shù)計算方法,重新設(shè)置加權(quán)系數(shù),可保證系統(tǒng)在降階的同時消除了并網(wǎng)點電壓產(chǎn)生畸變時對并網(wǎng)電流的影響,提高并網(wǎng)電流的并網(wǎng)質(zhì)量,但逆變器自身的諧振峰值仍存在.邱曉明等[13]采用雙電流環(huán)的控制方式來抑制諧振尖峰,在準比例諧振控制器后加入超前校正環(huán)節(jié),解決諧振頻率處相位跳變問題,提高系統(tǒng)相位裕度.但弱電網(wǎng)特性下電網(wǎng)阻抗動態(tài)變化依然是影響穩(wěn)定性的重要因素.此外有文獻指出,在弱電網(wǎng)背景下,電網(wǎng)阻抗的動態(tài)變化會影響到系統(tǒng)諧振頻率點的移動,降低系統(tǒng)的相位裕度和幅值裕度,造成系統(tǒng)失穩(wěn)[14-16].

為此,本文在結(jié)合WACC和電網(wǎng)電壓前饋控制的基礎(chǔ)上,考慮LLCL濾波器存在固有諧振峰和電網(wǎng)阻抗的動態(tài)變化,引入電容電流反饋環(huán)節(jié),構(gòu)成LLCL逆變器并網(wǎng)電流控制新策略.該策略在保證并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化的同時,一定程度上降低了并網(wǎng)電流諧波含量.最后,搭建Matlab/Simulink仿真和dSPACE半實物仿真實驗,進一步驗證了所提控制策略的有效性.

1 LLCL型并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型

圖1為三相LLCL型并網(wǎng)逆變器電路主拓撲,主要包括直流電源Udc、直流濾波電容Cdc、典型三相全橋逆變器、LLCL濾波器及電網(wǎng)理想電源e.其中：逆變側(cè)電感L1、網(wǎng)側(cè)電感L2、電容支路附加電感Lf及濾波電容C構(gòu)成LLCL濾波器,直流側(cè)電流為idc,逆變側(cè)輸出電流為i1,流經(jīng)濾波器電容支路電流為ic,并網(wǎng)公共耦合點(point of common coupling,PCC)處的并網(wǎng)電流為i2，電壓為Upcc,電網(wǎng)阻抗為Zg(Zg=rg+sLg,rg為電網(wǎng)阻抗,Lg為電網(wǎng)電感).

圖1 三相LLCL并網(wǎng)逆變器電路主拓撲圖Fig.1 Main topology of three-phase LLCL grid connected inverter circuit

圖1中由于電網(wǎng)阻抗在弱電網(wǎng)背景下是動態(tài)變化的,而其中rg的增大會增加系統(tǒng)的阻尼效果有助于系統(tǒng)穩(wěn)定,而電網(wǎng)電感Lg的增大會造成系統(tǒng)帶寬減小趨于不穩(wěn)定.為考慮最惡劣情況,因此此處只考慮純電感情況的影響,由此得LLCL型濾波器數(shù)學(xué)模型如圖2所示.

圖2 LLCL型濾波器數(shù)學(xué)模型框圖Fig.2 Mathematical model block diagram of LLCL filter

(1)

圖3為根據(jù)式(1)中開環(huán)傳遞函數(shù)G1(s)和G2(s)得出的伯德圖.分析圖3可知,LLCL型濾波器的衰減能力主要體現(xiàn)在高頻段,但在諧振頻率處易發(fā)生諧振出現(xiàn)諧振尖峰情況,且增益在0 dB之上,影響系統(tǒng)的正常工作.

圖3 LLCL濾波器開環(huán)傳遞函數(shù)伯德圖Fig.3 Bode diagram of open-loop transfer function of LLCL filter

在并網(wǎng)電流i2相對于逆變器輸出電壓Uinv的閉環(huán)傳遞函數(shù)G2(s)中,影響傳遞函數(shù)穩(wěn)定的參數(shù)主要有L1、L2、Lf、Lg和C.弱電網(wǎng)下,電網(wǎng)阻抗會由于電網(wǎng)運行方式的不同而發(fā)生變化,在并網(wǎng)耦合點PCC處,并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓不變,且隨著電網(wǎng)阻抗的增大,會使得電網(wǎng)阻抗上的壓降增加,進而造成逆變器輸出電壓下降,波形出現(xiàn)畸變,嚴重甚至使系統(tǒng)出現(xiàn)持續(xù)振蕩現(xiàn)象而不能正常運行.因此Lg相比于L1、L2、Lf和C在影響濾波器穩(wěn)定性的參數(shù)中占主要原因[17].

為分析電網(wǎng)阻抗對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響機理，將電網(wǎng)電感Lg取值分別為0.05、0.25、0.60和2.00 mH,保持傳遞函數(shù)G2(s)中其他參數(shù)不變,得出其伯德圖如圖4所示.從圖4可知,諧振頻率處諧振尖峰依然存在,電網(wǎng)電感Lg的值從0.05 mH到2.00 mH,諧振頻率點移向低頻段,幅值增益下降,諧振頻率附近處,LLCL濾波器相頻特性迅速從-90°跳變到-270°,相角裕度降低,系統(tǒng)帶寬也進一步減小,系統(tǒng)會越來越不穩(wěn)定.因此需采用相應(yīng)的控制策略加以控制.

圖4 電網(wǎng)阻抗變化對逆變器影響的伯德圖Fig.4 Bode diagram of influence of grid impedance change on inverter

2 適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化LLCL并網(wǎng)逆變器諧波諧振抑制方法

圖5給出了抑制諧振及適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化的LLCL并網(wǎng)逆變器控制框圖.如圖中虛線框所示,電網(wǎng)電壓前饋控制策略是在加權(quán)電流控制策略的基礎(chǔ)上,將電網(wǎng)電壓通過一條前向通道進行前饋,一定程度地降低了電網(wǎng)電壓的干擾,但存在的背景諧波會對并網(wǎng)電流造成影響.為有效抑制諧振峰,降低并網(wǎng)電流諧波含量,需改進電網(wǎng)電壓前饋控制策略,因此提出在此基礎(chǔ)上引入電容電流反饋的新控制策略.

圖5 LLCL型并網(wǎng)逆變器控制框圖

圖5中,Gq-PR(s)為電流外環(huán)準比例諧振控制器,KPWM為PWM調(diào)制環(huán)節(jié),Gf(s)為電網(wǎng)電壓前饋控制系數(shù),α、β分別為逆變器輸出電流i1和并網(wǎng)電流i2反饋系數(shù),Kc為電容電流反饋比例控制器,K為電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù).

Gq-PR(s)在基準頻率下可表示為

(2)

式中：Kp為比例增益系數(shù);Kr為積分增益系數(shù);ω0=2πf0為基波角頻率;ωc為帶寬.

由圖5得電網(wǎng)電壓前饋控制策略下,iref到i12的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(3)

在引入電容電流反饋后,LLCL逆變器系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

(4)

圖6為根據(jù)式(3,4)得出的伯德圖.由圖6可以看出,當(dāng)Kc=0,即僅采用電網(wǎng)電壓前饋控制策略時,系統(tǒng)仍發(fā)生諧振存在諧振峰,諧振峰值很高;當(dāng)Kc≠0,即引入電容電流反饋后,系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)中分母出現(xiàn)二次項,在不影響系統(tǒng)帶寬的前提下,隨著Kc值的增大,諧振峰值逐漸降低最終被有效抑制,未影響低頻響應(yīng)和高頻諧波抑制.與此同時,在電網(wǎng)電感值發(fā)生變化時幅頻曲線幾乎沒有改變,表明此控制策略下并網(wǎng)逆變器有一定的抗干擾性.經(jīng)驗證,Kc的值太大同樣也會造成低頻段增益下降,諧振頻率向低頻段移動,造成系統(tǒng)失穩(wěn).

3 仿真分析

為驗證所提LLCL逆變器控制方法的正確性,利用Matlab/Simulink仿真軟件,搭建三相LLCL并網(wǎng)逆變器的仿真平臺.主電路和控制電路部分仿真參數(shù)如表1所列.

表1 并網(wǎng)逆變器額定參數(shù)和控制參數(shù)

通過仿真分析并網(wǎng)電流i2的仿真波形及總諧波畸變率(total harmonic distortion rate,THD),驗證所提控制策略對電網(wǎng)阻抗變化的適應(yīng)性及抑制諧振的可實現(xiàn)性.其中,THD的計算公式為

(5)

式中：I1為基波分量有效值；In為第n次諧波分量有效值.

圖7為電網(wǎng)電壓前饋控制策略下并網(wǎng)電流的輸出波形及其THD分析.從圖7可以看出,仿真波形存在高次諧波,畸變現(xiàn)象嚴重,對波形進行FFT頻譜分析發(fā)現(xiàn),20次左右諧波居多,含量超過5%,且并網(wǎng)電流i2的THD為10.78%,不滿足總諧波畸變率低于5%的并網(wǎng)要求.仿真結(jié)果顯示該控制策略仍需進一步改進以降低諧波含量.

圖7 電網(wǎng)電壓前饋控制策略仿真結(jié)果 Fig.7 Simulation results of grid voltage feedforward control strategy

圖8是以Lg=0.45 mH為起始值,在0.30、0.35和0.40 s分別切換成0.60、0.75和0.90 mH的并網(wǎng)電流仿真波形.分析圖8可以得出,電網(wǎng)電感值的逐漸增大,導(dǎo)致并網(wǎng)電流i2波形出現(xiàn)越來越嚴重的波形畸變,諧波含量持續(xù)增大,此時未引入電容電流反饋.

圖8 不同電網(wǎng)阻抗下的并網(wǎng)電流波形Fig.8 Grid-connected current waveform under different grid impedances

圖9為考慮電網(wǎng)阻抗變化以及諧振峰引入電容電流反饋后的并網(wǎng)電流仿真波形及其THD分析.由圖9a可知,所提出的加入電容電流反饋環(huán)節(jié)的電流控制策略較電網(wǎng)電壓控制策略可以很大程度上減少了并網(wǎng)電流諧波含量,波形為光滑的正弦波.從圖9b看出,并網(wǎng)電流中高次諧波含量明顯降低,最高不超過1%,THD=2.10%滿足并網(wǎng)要求.

圖9 引入電容電流反饋控制策略仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results of capacitor current feedback control strategy

為驗證引入電容電流反饋后可以降低電網(wǎng)阻抗變化對并網(wǎng)電流的影響,仿真以電網(wǎng)阻抗初始值0.45 mH開始,在0.30、0.35、0.40 s分別切換成0.60、0.75、0.90 mH,仿真運行結(jié)果如圖10所示.

圖10 新控制策略下電網(wǎng)電感發(fā)生變化時仿真結(jié)果

從圖10a可以看出,引入電容電流反饋環(huán)節(jié)后,與圖8相比,電網(wǎng)阻抗的增大對并網(wǎng)電流波形的影響甚小,波形畸變現(xiàn)象不嚴重.從圖10b可以看出,并網(wǎng)電流中高次諧波含量明顯減少,總諧波含量降低到2.38%,符合并網(wǎng)條件.

4 實驗驗證

根據(jù)表1數(shù)據(jù)搭建了一套基于dsPACE1007控制器和單臺3 kW并網(wǎng)逆變器組合的半實物仿真實驗平臺,仿真參數(shù)與實驗參數(shù)一致.

實驗分別采用加入電容電流反饋和僅采用電網(wǎng)電壓前饋型方法進行分析對比,驗證所提控制策略在諧振抑制及適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化方面的有效性.試驗中電網(wǎng)阻抗通過串入實際電抗器組的方式來模擬.

采用基于WACC的電網(wǎng)電壓前饋控制策略對并網(wǎng)電流波形進行檢測，得到的實驗波形如圖11所示(圖11～13中，橫坐標(biāo)1格代表20 ms,縱坐標(biāo)1格代表10 A).從圖11實驗波形的畸變程度可以看出并網(wǎng)電流諧波含量較高,THD為12.44%,不符合并網(wǎng)電流相關(guān)諧波標(biāo)準要求.

圖11 電網(wǎng)電壓前饋控制策略下的并網(wǎng)電流波形 Fig.11 Grid connected current waveform under grid voltage feedforward control strategy

圖12為考慮諧振峰及電網(wǎng)阻抗變化,基于電網(wǎng)電壓前饋,引入電容電流反饋控制策略下并網(wǎng)電流波形,與前者相比,電流的諧波含量大幅度降低,THD降為2.65%,達到了并網(wǎng)標(biāo)準,并網(wǎng)電流并網(wǎng)質(zhì)量得到改善.

圖12 引入電容電流反饋控制策略下的并網(wǎng)電流波形

在引入電容電流反饋環(huán)節(jié)后,驗證該控制策略對電網(wǎng)阻抗變化的適應(yīng)性.圖13給出了當(dāng)電網(wǎng)電感分別為0.45、0.75、1.00和3.00 mH時進行實驗的并網(wǎng)電流波形.圖13中,各個不同電網(wǎng)電感值下,波形良好,不存在諧振情況,波形畸變率小.從圖13得出結(jié)論,電網(wǎng)電感值的增加未影響到逆變器的工作正常,并網(wǎng)電流并未出現(xiàn)嚴重畸變情況,說明加入電容電流反饋策略可以減少電網(wǎng)阻抗對并網(wǎng)電流的影響,該結(jié)果與理論分析相吻合.

圖13 不同電網(wǎng)電感下并網(wǎng)電流波形Fig.13 Grid connected current waveform under different grid inductance

5 結(jié)論

弱電網(wǎng)下,針對LLCL濾波器存在的諧振問題及考慮電網(wǎng)阻抗大范圍變化對并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響,本文提出了一種適應(yīng)電網(wǎng)阻抗變化的逆變器諧波諧振抑制新方法,得出以下結(jié)論：

1) 基于WACC的電網(wǎng)電壓前饋控制策略,可降低并網(wǎng)點電壓產(chǎn)生畸變時對并網(wǎng)電流的影響,但不能完全消除且LLCL型逆變器諧振尖峰依然存在.引入電容電流反饋,抑制了諧振尖峰,降低了并網(wǎng)電流諧波含量,總諧波失真率滿足并網(wǎng)要求.

2) 本文所提LLCL并網(wǎng)逆變器諧波諧振抑制策略,在不影響系統(tǒng)控制帶寬的前提下,降低了電網(wǎng)阻抗對并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定性的影響,提高了逆變器控制系統(tǒng)對電網(wǎng)阻抗的適應(yīng)性,增強了控制系統(tǒng)的抗干擾性.