帶功率因數(shù)校正的開關(guān)電源磁性元件設(shè)計(jì)

于廣，劉龍，申華，鞠爾男

（大連東軟信息學(xué)院智能與電子工程學(xué)院，遼寧大連 116023）

當(dāng)今電子儀器設(shè)備和消費(fèi)類電子產(chǎn)品更新?lián)Q代越來越快，對(duì)供電電源的要求也越來越高，特別是高效、節(jié)能、高頻、小體積化已成為各電源生產(chǎn)廠商追求的目標(biāo)。除了電視機(jī)、臺(tái)式機(jī)、電飯鍋等電器中采用內(nèi)嵌電源外，筆記本電腦、IPad、手機(jī)等電子設(shè)備廣泛采用外部電源，以至于一個(gè)家庭就擁有大小功率不同多個(gè)開關(guān)電源，由此可見其有非常大的應(yīng)用規(guī)模。開關(guān)電源市場(chǎng)的一個(gè)重要趨勢(shì)，是需要具有更高輸出功率、更小體積的開關(guān)電源，對(duì)筆記本適配器而言，其功率要求已從45～65 W上升到90 W[1]。

AC-DC 開關(guān)電源中，一般通過橋式整流實(shí)現(xiàn)交流到直流的轉(zhuǎn)換，而整流橋后一般接濾波電容進(jìn)行直流濾波，電容的接入會(huì)使整流管導(dǎo)通角變小，即輸入交流電壓波形雖然是正弦的，但輸入電流波形發(fā)生了畸變，因二極管導(dǎo)通角變小變成脈沖電流，其包含的大量諧波電流分量會(huì)對(duì)電網(wǎng)帶來諧波污染，造成電路故障或影響其它用電設(shè)備正常工作[2]。有源功率因數(shù)校正技術(shù)可擴(kuò)大整流橋?qū)ń牵纳戚斎腚娏鞑ㄐ?，提高功率因?shù)（power factor，PF），從而能改善輸入電流的總諧波畸變（total harmonic distortion，THD），減少諧波污染[3]。根據(jù)EMC 測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)要求，中小功率電源現(xiàn)行廣泛采用諧波強(qiáng)制標(biāo)準(zhǔn)IEC61000—3—2，其中對(duì)大于75 W 用電設(shè)備對(duì)40 次以內(nèi)的電流諧波提出要求，需要功率因數(shù)校正（power factor correction，PFC）[4]。隨著電子儀器設(shè)備及電力電子技術(shù)發(fā)展，對(duì)開關(guān)電源總體功率密度、轉(zhuǎn)換效率、改善功率因數(shù)、空載輸入功率等方面提出了更高的要求。磁性元件是PFC和功率變換的核心元件，其設(shè)計(jì)和優(yōu)化對(duì)開關(guān)電源設(shè)計(jì)至關(guān)重要。

1 設(shè)計(jì)方案

1.1 規(guī)格要求

設(shè)計(jì)一款輸入為AC 90～264 V 寬電壓范圍輸入，輸出為DC 19.5 V的90 W開關(guān)電源，其滿載效率需大于85%，額定功率因數(shù)需大于0.99，輸入電流諧波滿足IEC61000—3—2 標(biāo)準(zhǔn)，尺寸滿足160 mm×65 mm×17 mm。

1.2 設(shè)計(jì)方案

文中設(shè)計(jì)的90 W 開關(guān)電源，設(shè)計(jì)電路采用Boost 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)PFC+Flyback 兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，前級(jí)PFC 為基于L6563 控制芯片控制的Boost 升壓變換器，該電路能在很寬的輸入電壓范圍輸出穩(wěn)定的直流電壓，同時(shí)對(duì)輸入電流整形，用以減少電流諧波。后級(jí)采用反激（Flyback）變換器實(shí)現(xiàn)變換和隔離，得到所需的直流電壓輸出，如圖1 所示[5-6]。反激變換器采用NCP1207諧振控制芯片，準(zhǔn)諧振谷底開通模式降低了重載損耗，而跳周期模式有效降低了電路輕載和空載損耗。同時(shí)，若輸入不進(jìn)行高低壓切換，其前級(jí)PFC 輸出的直流電壓值幾乎固定不變，這樣后級(jí)的DC/DC 變換器可以被優(yōu)化。反饋環(huán)路能依負(fù)載變換進(jìn)行快速調(diào)整來保持輸出電壓穩(wěn)定，同時(shí)設(shè)計(jì)全面的過壓、過流、過溫鎖定保護(hù)，保護(hù)開關(guān)電源及儀器設(shè)備的安全可靠運(yùn)行。

圖1 方案框圖和電路說明Fig.1 Block diagram and circuit description

2 PFC拓?fù)溥x用及電感設(shè)計(jì)

2.1 功率因數(shù)校正PFC

2.1.1 功率因數(shù)PF定義

功率因數(shù)PF等于有功功率Pave與視在功率Papp之比：

式中：Pave為平均功率；Papp為視在功率；Uin為輸入電壓；Iin為輸入電流；Uin，rms為輸入電壓有效值；Iin，rms為輸入電流有效值；θh為h次諧波電壓電流的相位差；h為諧波次數(shù)。

如果輸入電壓Uin是一個(gè)純正弦波，則其有效值和基波相等，從而依據(jù)Uin,rms=Uin,1和Uin,h≠1=0得到[7]：

從式（2）中可以看出功率因數(shù)包含兩項(xiàng)，一個(gè)稱為相移因數(shù)Kd，一個(gè)稱為電流畸變因數(shù)Kθ。

2.1.2 PF和THD的關(guān)系

電流總諧波畸變THD定義為

則建立功率因數(shù)PF和THD的聯(lián)系，PF可表示為

開關(guān)電源因輸入交流電后接整流橋和濾波電容，接非線性負(fù)載導(dǎo)致電流波形發(fā)生畸變，產(chǎn)生電流諧波。而開關(guān)電源中功率因數(shù)相移的影響幾乎不變，所以可以通過PFC 電路校正PF，從而間接改善電流諧波。

2.1.3 功率因數(shù)校正PFC

文中采用升壓有源功率因數(shù)校正（Boost APFC）電路，提高功率因數(shù)PF，可以降低輸入電流總諧波畸變THD。同時(shí)Boost 拓?fù)湟虬惨?guī)諧波要求和PFC 而大放異彩，其輸入端接電感，輸入電流連續(xù)，便可使濾波成本和體積減少，高壓輸出能量存儲(chǔ)較強(qiáng)，有良好的輸出維持能力，同時(shí)也因其低端驅(qū)動(dòng)，驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，因此完成PFC采用Boost電路好實(shí)現(xiàn)和控制[8]。

2.2 PFC電感參數(shù)設(shè)計(jì)

2.2.1 前級(jí)PFC設(shè)計(jì)規(guī)格要求

前級(jí)PFC 設(shè)計(jì)AC 90～264 V 寬電壓輸入，當(dāng)?shù)碗妷狠斎霑r(shí)，輸出電壓200 V，效率大于95%。

2.2.2 PFC開關(guān)頻率和工作模式

開關(guān)管開關(guān)頻率的選定至關(guān)重要，因其影響開關(guān)電源的許多方面。開關(guān)頻率越高，磁性元件體積越小，故可通過提高開關(guān)頻率來提升開關(guān)電源功率密度，但開關(guān)頻率的提高也意味著MOSFET 開關(guān)損耗增加，同時(shí)對(duì)于EMC 而言，最好開關(guān)頻率的基波不要進(jìn)入傳導(dǎo)150 kHz 測(cè)試起始頻率范圍。權(quán)衡之下，100 kHz 是較合適頻率，在提高功率密度，降低開關(guān)損耗和解決EMC問題間達(dá)到了最佳平衡。中小功率等級(jí)PFC 電路中易采用斷續(xù)工作模式（DCM），因其MOSFET 零電流開通，二極管零電流關(guān)斷，可有效降低損耗，提高效率，并且DCM 模式電流沒有直流偏置，采用鐵氧體磁芯，可降低磁性元件成本和體積，故DCM 模式可較好地兼顧到指標(biāo)、體積和成本[9]。

2.2.3 PFC電感感量的設(shè)計(jì)

依據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)格，因低壓輸入時(shí)，PFC處理電流較大，故磁性元件設(shè)計(jì)邊界條件為低壓下限值。最小電壓輸入時(shí)，輸入電流Iin為

式 中：Vac，min為 最 小 輸 入 交 流 電 壓；Pout為 輸 出 功率；η為轉(zhuǎn)換效率。

計(jì)算電感電流峰值ILpk為

式中：Vout為輸出電壓；fmin為最小工作頻率；D為占空比。

推導(dǎo)求得PFC電感量為

2.2.4 PFC電感磁芯的選擇及氣隙設(shè)定

依據(jù)電感磁芯的有效體積法[10]，可得到有效體積Ve為

式中：Bm為最大磁通密度；fsw為開關(guān)頻率。

選用EQ25/3C96 磁芯，磁芯參數(shù)如下：飽和磁通Bs= 0.34 T@100°C；磁芯有效截面積Ae=95×10-6m2；磁芯體積Ve= 4.1×10-6m3。

為防止電感磁芯飽和，設(shè)磁通最大變化量ΔB為

PFC電感圈數(shù)計(jì)算如下式：

PFC磁芯氣隙長(zhǎng)度LAirGap如下式：

2.2.5 PFC電感電流計(jì)算：

根據(jù)PFC 電感電流波形，依據(jù)電流有效值定義，求得PFC電感電流有效值ILrms為

PFC 電感的繞組導(dǎo)線選擇為Φ 0.1×25 多股三層絕緣線。

3 DC/DC拓?fù)溥x用及變壓器設(shè)計(jì)

3.1 設(shè)計(jì)規(guī)格

在直流200 V 輸入電壓下，輸出電壓+（1±5%）×19.5 V，輸出功率90 W，效率大于95%。

3.2 反激變換器工作模式

文中的高效率緊湊型開關(guān)電源，主電路采用反激（Flyback）拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)DC/DC 變換，反激拓?fù)湟蚱淞己玫妮敵鎏匦浴⒑?jiǎn)單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和低成本，成為中小功率變換的理想拓?fù)鋄12]。反激變換器根據(jù)次級(jí)電流是否有降到零，可以分為斷續(xù)工作模式（DCM）和連續(xù)工作模式（CCM）兩種工作模式。相同的功率輸出，連續(xù)工作模式在原、副邊都呈現(xiàn)較小的峰值電感電流，這樣便可使用更低額定值的原邊MOSFET 和副邊整流管。文中的開關(guān)電源設(shè)計(jì)工作在連續(xù)工作模式，設(shè)計(jì)電感電流紋波率Krp（電感電流波動(dòng)值與最大電流值之比）為0.667，工作在深度連續(xù)工作模式。

3.3 反激變換器原邊電感量的計(jì)算

3.3.1 工作占空比計(jì)算

根據(jù)反激變換器輸入輸出電壓關(guān)系式，計(jì)算占空比D如下式：

式中：Vbus為母線電壓；Vo為輸出電壓；n為變壓器匝比。

3.3.2 計(jì)算紋波電流

依據(jù)輸入輸出功率守恒，設(shè)電感電流紋波率Krp=2/3=0.66，變壓器轉(zhuǎn)換效率ηtrans為0.95，可求得電感平均電流Iave_p和紋波電流Irpp_p為

3.3.3 計(jì)算變壓器電感量

根據(jù)輸入電壓除以原邊電感量為電感電流上升的斜率，乘以導(dǎo)通時(shí)間為電感紋波電流，從而可以得出變壓器原邊電感量為

式中：Vin，DC_av為輸入直流平均電壓；fs為開關(guān)頻率。

3.4 變壓器磁芯的選取

設(shè)計(jì)反激變壓器（異步電感）與其它拓?fù)渥儔浩饔兴煌?，需要增加氣隙，以此提高磁芯的能量?jī)?chǔ)存能力。若反激變壓器不開氣隙，變壓器存儲(chǔ)很少的能量就將飽和；但若將氣隙開得太大，又會(huì)增加變壓器的繞組匝數(shù)，從而產(chǎn)生較大的繞組銅損，且會(huì)增大繞組所占的窗口面積。因此需計(jì)算選擇合適的磁芯和氣隙大小，可以采用下面體積公式計(jì)算[13]磁芯體積Ve：

文 中 電 源 選 用Ve=7 148 mm3，EJ3312/3C96 型 磁芯，其磁芯參數(shù)為：磁芯有效截面積Ae= 161.7×10-6m2，飽和磁通Bs= 0.39 T@100°C。

為了防止電感磁芯飽和，設(shè)電感磁通BT=Bs·0.75= 0.29 T，計(jì)算的電感匝數(shù)Np為

取Np=24，為得到所需的電感量，計(jì)算磁芯氣隙LAirGap為

3.5 變壓器繞組電流和繞組設(shè)計(jì)

3.5.1 變壓器原副邊電流

以原邊平均電流和紋波電流為基礎(chǔ)，依據(jù)電流有效值定義，推導(dǎo)計(jì)算求得原邊電流有效值Irms_p為

3.5.2 變壓器原副繞組設(shè)計(jì)

為了削弱繞組導(dǎo)線的集膚效應(yīng)，變壓器繞組采用多股線，設(shè)繞組電流密度為J=10 A/mm2，則原、副邊繞組導(dǎo)線的截面積分別為

計(jì)算集膚深度δ為

依據(jù)集膚深度δ和導(dǎo)體電流大小及窗口面積，選擇原、副邊繞組分別為：原邊繞組導(dǎo)線Φ0.1×15，副邊繞組導(dǎo)線Ф0.55×3。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過變頻交流電源進(jìn)行電源高低壓供電設(shè)置（115 V/60 Hz和230 V/50 Hz），利用直流電子負(fù)載對(duì)輸出負(fù)載電流（滿載、3/4 載、半載、1/4 載）進(jìn)行設(shè)定，通過功率分析儀來測(cè)試輸入電流、輸入功率因數(shù)和總電流諧波，所得高低壓輸入時(shí)，樣機(jī)測(cè)試數(shù)據(jù)如表1所示。

表1 樣機(jī)測(cè)試數(shù)據(jù)（平均效率、功率因數(shù)、總電流諧波）Tab.1 Prototype test data（average efficiency，PF，THD）

測(cè)試數(shù)據(jù)經(jīng)分析計(jì)算可知，樣機(jī)帶1/4載到滿載，負(fù)載調(diào)整率小于1%，輸入高/低壓供電（230 V/115 V），平均效率分別為85.076%和86.054%，總平均功率大于85%，低壓滿載功率因數(shù)PF＞0.99，低壓電流總諧波畸變THD＜0.2。

5 結(jié)論

文中依據(jù)需滿足的功率因數(shù)校正和輸出電壓需求，闡述了采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)方案及其理論根據(jù)。前級(jí)采用Boost 電路對(duì)功率因數(shù)進(jìn)行校正設(shè)計(jì)，后級(jí)采用Flyback 拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)DC/DC 變換輸出。依據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)格，用工程設(shè)計(jì)方法，詳細(xì)闡述了變換器中的核心磁性元件PFC 電路中電感參數(shù)和DC-DC 反激變換器變壓器參數(shù)的設(shè)計(jì)過程及其參數(shù)選擇的理論依據(jù)。樣機(jī)測(cè)試驗(yàn)證功率密度可達(dá)0.509/cm3，測(cè)試平均效率大于85%，低壓功率因數(shù)PF＞0.99，低壓電流總諧波THD＜0.2，滿足高功率密度、高效率和高功率因數(shù)與電流諧波標(biāo)準(zhǔn)要求，論證了設(shè)計(jì)過程的合理性和工程實(shí)用性。該設(shè)計(jì)方案可供開關(guān)電源磁性元件設(shè)計(jì)參考，用以提高產(chǎn)品開發(fā)效率，降低設(shè)計(jì)風(fēng)險(xiǎn)。