基于慢波傳輸線的小型化威爾金森功分器設(shè)計

黃 文，李 平，李 佳， 阮 巍

(重慶郵電大學(xué) 光電工程學(xué)院，重慶 400065)

0 引 言

功分器是一種常見的功率分配器件[1-3]，常常被應(yīng)用于天線的饋電系統(tǒng)當(dāng)中。傳統(tǒng)的二等分威爾金森功分器由兩段四分之一波長傳輸線和一個隔離電阻構(gòu)成。然而，由于四分之一波長傳輸線的物理長度與波長相關(guān)，導(dǎo)致功分器的尺寸過大，在工作于低頻段時尤為明顯。

為了減小功分器的尺寸,研究人員采用多種設(shè)計方法，如使用短路的半波長和四分之一波長諧振器[4]，加載耦合諧振器結(jié)構(gòu)[5]，使用開路傳輸線和L型人工低通傳輸線組成的結(jié)構(gòu)[6]等。而平面型慢波傳輸線作為一種人工傳輸線在射頻器件小型化方面具有良好的表現(xiàn)，近年來受到了廣泛關(guān)注[7]。目前慢波傳輸線的實現(xiàn)方式包括加載高低阻抗線[8-10]、周期加載電抗性元件[11-12]、電磁帶隙(electromagnetic band gap, EBG)結(jié)構(gòu)[13-14]等，不過多應(yīng)用于微帶電路，在共面波導(dǎo)(coplanar waveguide, CPW)中的應(yīng)用較少。與微帶線相比，共面波導(dǎo)信號傳輸線與接地面在同一平面，具有制作簡單、易于并聯(lián)和串聯(lián)有源或無源器件、無需通孔、輻射損耗小等優(yōu)點，非常適合應(yīng)用于微波集成電路中。

本文提出加載蛇形線、交指電容的方式構(gòu)建共面波導(dǎo)慢波傳輸線，并將其應(yīng)用于威爾金森功分器設(shè)計中。在共面波導(dǎo)中心導(dǎo)帶與接地面之間設(shè)計了交指電容增大對地并聯(lián)電容，在中心導(dǎo)帶上加載蛇形線增大串聯(lián)電感，以此獲得較大的相位傳播常數(shù)實現(xiàn)傳輸線物理長度的減小。將所設(shè)計的共面波導(dǎo)功分器與傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器相比，如圖1。兩功分器中心頻率、所采用的介質(zhì)基板均保持一致。結(jié)果表明，利用本文提出的慢波傳輸線設(shè)計的功分器具備良好的性能，且物理尺寸僅為傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器的49%，達(dá)到了小型化的效果。

圖1 傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器Fig.1 Conventional CPW Wilkinson power divider

1 慢波傳輸線理論分析與結(jié)構(gòu)設(shè)計

1.1 理論分析

平面型慢波傳輸線可運用傳輸線理論進(jìn)行分析[15-16]，每段慢波傳輸線的特性阻抗Zc與相移θ可以表示為

(1)

(2)

且傳輸線相速度vp為

(3)

(2)—(3)式中：ω為工作角頻率，Ltot，Ctot分別為每段傳輸線的串聯(lián)總電感和并聯(lián)總電容。從(2)—(3)式可以看出，等比例增長傳輸線的串聯(lián)總電感和并聯(lián)總電容，特性阻抗Zc保持不變，但傳輸線的相移θ會增大，進(jìn)而減小導(dǎo)行電磁波的相速度vp，使傳輸線尺寸減小。

在共面波導(dǎo)中心導(dǎo)帶上加載蛇形線增加串聯(lián)電感、在中心導(dǎo)帶與接地面間加載交指電容增加對地并聯(lián)電容，實現(xiàn)的共面波導(dǎo)慢波傳輸線結(jié)構(gòu)如圖2，其等效電路如圖3。采用介電常數(shù)為2.65，厚度為1 mm的F4B介質(zhì)基板，實現(xiàn)的慢波傳輸線中心頻率為0.9 GHz，特性阻抗為70.7 Ω，相移90°，最終優(yōu)化后得到的尺寸值如表1。

圖2 共面波導(dǎo)慢波傳輸線結(jié)構(gòu)Fig.2 Layout of CPW slow-wave transmission line

圖3 共面波導(dǎo)慢波傳輸線等效電路Fig.3 Equivalent circuit of CPW slow-wave transmission line

表1 共面波導(dǎo)慢波傳輸線主要尺寸參數(shù)Tab.1 Main dimension parameters of slow-wavetransmission line

此共面波導(dǎo)慢波傳輸線物理長度為20.2 mm，而當(dāng)具有相同電長度、相同中心導(dǎo)帶寬度和相同離地間距時，傳統(tǒng)共面波導(dǎo)傳輸線長度為63.7 mm。因此，共面波導(dǎo)慢波傳輸線物理長度僅為傳統(tǒng)共面波導(dǎo)傳輸線的31.7%。驗證了共面波導(dǎo)慢波傳輸線具有尺寸縮減效果。

1.2 共面波導(dǎo)慢波傳輸線參數(shù)提取

共面波導(dǎo)交指電容和蛇形線等效電路均為對稱的π型電路，如圖4。

圖4 交指電容、蛇形線及其等效電路Fig.4 Equivalent circuit of interdigital capacitorand meandered line

通過電磁仿真軟件IE3D仿真，得到圖4a中交指電容的指長l1與電容值Ca2之間的關(guān)系如圖5，蛇形線的縱向長度l4與電感值La3之間的關(guān)系由圖6給出。

圖5 交指電容指長l1與電容Ca2的關(guān)系Fig.5 Relation between capacitance Ca2 and length of interdigital capacitor l1

圖6 蛇形線縱向長度l4與電感La3的關(guān)系Fig.6 Relation between inductance La3 and length of meandered line l4

由圖5、圖6可以看出，等效電容Ca2的值與交指電容指長l1成正比，等效電感La3的值與蛇形線的縱向長度l4成正比，此外蛇形線匝數(shù)的增加會使電感La3明顯增大。以圖4a中交指電容π型等效電路為例，其導(dǎo)納矩陣為

(4)

由此推出

(5)

(6)

同理，可以通過電磁仿真IE3D獲取交指電容、蛇線電感的導(dǎo)納矩陣參量Y11,Y12，根據(jù)(5)—(6)式可計算出相應(yīng)的等效電路元件值，在中心頻點f0=0.9 GHz處提取的等效元件值如表2。

表2 共面波導(dǎo)慢波傳輸線等效電路元件值Tab.2 Equivalent circuit element value of CPWslow-wave transmission line

1.3 共面波導(dǎo)慢波傳輸線仿真結(jié)果

在IE3D中對圖1所示的共面波導(dǎo)慢波傳輸線結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真，同時使用表2中所提取的等效元件值在ADS軟件中對圖2中的慢波傳輸線等效電路進(jìn)行仿真，其S參數(shù)與相位仿真結(jié)果對比如圖7，特性阻抗仿真結(jié)果如圖8。

圖7 共面波導(dǎo)慢波傳輸線S參數(shù)及相位仿真結(jié)果對比Fig.7 Comparisons of simulated S-parameters and phases

圖8 共面波導(dǎo)慢波傳輸線特性阻抗仿真結(jié)果Fig.8 Simulated characteristic impedance of slow-wavetransmission line

圖7、圖8中，該傳輸線|S11|小于-10 dB的帶寬為0～1.68 GHz，具有186%的相對帶寬。在中心頻點0.9 GHz處，回波損耗為42.21 dB，插入損耗為0.09 dB，相移為90°，特性阻抗實部為70.7 Ω，虛部為-0.52 Ω。此外，從圖7b中可以看出，在中心頻點處，傳輸線等效電路相位仿真結(jié)果為88.32°，與電磁仿真結(jié)果基本吻合，驗證了等效電路模型和電路參數(shù)提取的正確性。但是等效電路仿真在高頻段有較大偏差，這是因為共面波導(dǎo)慢波傳輸線的實際電容電感參數(shù)隨頻率變化，而等效電路中元件參數(shù)值固定。而且高頻段傳輸線的物理尺寸與導(dǎo)波波長之比較小，傳輸線各部分不能再簡單地視作等效集總元件，因此，他們的寄生效應(yīng)無法忽略，這也是造成偏差的一個重要原因。

2 威爾金森功分器設(shè)計

2.1 功分器結(jié)構(gòu)設(shè)計

在設(shè)計功分器時，由于三端口的功分器需要將兩段70.7 Ω共面波導(dǎo)慢波傳輸線連接到同一信號輸入端口，因此，需要將端口1處共面波導(dǎo)部分設(shè)計成具有2個90°拐角的形式，其結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果分別如圖9和圖10。

圖9 有拐角的共面波導(dǎo)慢波傳輸線結(jié)構(gòu)Fig.9 CPW slow-wave line structure withbends

從圖10a可以看出，加2個90°拐角的共面波導(dǎo)慢波傳輸線在中心頻率0.9 GHz處回波損耗大于30 dB，與無拐角的共面波導(dǎo)傳輸線相比有一定的減小，這是由于傳輸線拐角處的不連續(xù)性造成傳輸線端口反射增大。圖10b展示了其相位的仿真情況，在0.9 GHz處，拐角共面波導(dǎo)慢波傳輸線仍然具有90°相位。

圖10 有拐角共面波導(dǎo)慢波傳輸線的仿真結(jié)果Fig.10 Simulated results of slow-wave transmissionline with bends

采用2段阻抗為70.7 Ω，相移為90°的拐角共面波導(dǎo)慢波傳輸線，設(shè)計了一款中心頻率為0.9 GHz的小型化共面波導(dǎo)威爾金森功分器，如圖11。從圖11a中可以看到，隔離電阻采用型號0805的100 Ω貼片電阻，通過跳線的方式連接到輸出端口2和端口3之間，用于隔離兩輸出端口之間的信號傳輸，防止由于兩信號輸出端口與外部端口阻抗不匹配造成的反射信號在輸出端口之間的串?dāng)_。加工后的實物圖如圖11b。

圖11 小型化共面波導(dǎo)威爾金森功分器Fig.11 Miniaturized CPW Wilkinson power divider

2.2 功分器實物測試

使用是德科技公司8510C型號的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對功分器進(jìn)行測試，其測試與仿真結(jié)果對比圖如圖12。測試結(jié)果顯示該功分器中心頻點為0.94 GHz，在0.61～1.24 GHz的帶寬時，其|S11|小于-15 dB，相對帶寬為67%，0.94 GHz處回波損耗為27.5 dB，|S21|和|S31|分別為-3.12 dB和-3.13 dB，隔離度為27.3 dB，兩信號輸出端口間的相位差為1.9°。該功分器的物理尺寸僅為傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器的49%，達(dá)到了理想的小型化效果。S參數(shù)仿真結(jié)果與測試結(jié)果吻合較好，驗證了設(shè)計方法的正確性和可靠性。而圖12b所示隔離度和相位的測試與仿真結(jié)果有一定偏差，由于在實際測試中連接隔離電阻的跳線存在寄生參數(shù)，而為便于測試焊接的SMA接頭也會影響電路性能。同時由于加工精度與基板參數(shù)可能與仿真參數(shù)存在偏差，使實際測量的中心頻率略高于仿真結(jié)果。

圖12 功分器仿真與實測結(jié)果Fig.12 Simulatied and measured results of power divider

最后，將所提出的功分器性能與圖1中傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器及參考文獻(xiàn)提出的共面波導(dǎo)功分器設(shè)計進(jìn)行了比較，結(jié)果如表3，其中，λg表示中心頻率處導(dǎo)波波長。對比表明，本文提出的威爾金森功分器回波損耗、插入損耗均與其余功分器相近，具有良好的傳輸特性，與傳統(tǒng)功分器相比尺寸減小近51%，隔離度優(yōu)于文獻(xiàn)[11，14-15]中所設(shè)計的功分器，且相對帶寬達(dá)到67%。

表3 功分器性能比較Tab.3 Performance comparison of power divider

3 結(jié) 論

本文提出了一款共面波導(dǎo)慢波傳輸線并將其應(yīng)用于威爾金森功分器設(shè)計。在共面波導(dǎo)中心導(dǎo)帶上加載交指電容和蛇形線，構(gòu)造出具有70.7 Ω特性阻抗和90°相移的共面波導(dǎo)慢波傳輸線，相較傳統(tǒng)共面波導(dǎo)傳輸線尺寸大為縮短。最后，利用該慢波傳輸線設(shè)計了一款小型化共面波導(dǎo)威爾金森功分器，并且對其進(jìn)行了測試。測試結(jié)果表明，該功分器具有良好的性能且其尺寸僅為傳統(tǒng)共面波導(dǎo)功分器尺寸的49%，可廣泛應(yīng)用于無線通信系統(tǒng)中。