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    三相并網(wǎng)DC/AC變換器控制策略研究

    2021-08-05 14:22:38朱勝杰張厚升王文成
    山東電力技術(shù) 2021年7期
    關(guān)鍵詞:閉環(huán)控制三相電感

    朱勝杰,張厚升,王文成

    (山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255022)

    關(guān)鍵字:DC/AC變換器;雙閉環(huán)PI控制;正弦脈寬調(diào)制控制;三相并網(wǎng)逆變器

    0 引言

    人類經(jīng)過兩次工業(yè)革命后,對煤炭、石油等能源的使用量不斷增大,傳統(tǒng)能源的儲量不斷減少,環(huán)境保護(hù)問題日益嚴(yán)重。隨著電能需求不斷增加,光伏、風(fēng)力等清潔能源的并網(wǎng)發(fā)電與控制技術(shù)的研究吸引了眾多研究者的關(guān)注和重視[1-3]。在新能源發(fā)電系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器作為最重要的核心裝備之一,其控制策略好壞至關(guān)重要,直接關(guān)系到并網(wǎng)成功與否,故并網(wǎng)逆變器及其控制策略已成為新能源并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)[4-5]。

    根據(jù)并網(wǎng)逆變器直流側(cè)供電的方式不同,逆變器可分為電壓源型和電流源型兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并網(wǎng)方式。其中,電壓源型并網(wǎng)逆變器的直流側(cè),需要連接大電容,提供足夠的電壓,與電流源相比具有開關(guān)頻率高、重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn),在功率開關(guān)通斷期間無須反轉(zhuǎn)電壓阻斷能力,并且主電路設(shè)計簡單,故電壓源并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被廣泛應(yīng)用[6-7]。

    電壓源并網(wǎng)逆變器的調(diào)制方式可分為正弦脈寬調(diào)制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)和空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)兩種脈沖寬度控制方式,由于SPWM 控制方式原理簡單且在工程中易實(shí)現(xiàn),電壓源并網(wǎng)逆變器多采用SPWM進(jìn)行脈沖寬度控制[8-9]。

    電壓源并網(wǎng)逆變器的控制方式一般采用傳統(tǒng)的比例積分(Proportional Integral,PI)控制,但PI控制方式無法消除交流信號的靜差,且穩(wěn)態(tài)電流存在較大的誤差[10-11]。文 獻(xiàn)[12]提出了一種比例諧振(Proportion Resonation,PR)控制策略,PR 控制可以實(shí)現(xiàn)諧振頻率上無窮大增益,理論上可以實(shí)現(xiàn)無靜差控制。文獻(xiàn)[13-14]提出了一種模型預(yù)測控制策略,介紹了基于離散空間矢量模型預(yù)測控制,通過增加虛擬矢量電壓,優(yōu)化電壓利用率,能夠有效改善變換器電壓電流總諧波失真,而且不需要大電感和高頻率。文獻(xiàn)[15]提出了最大功率點(diǎn)跟蹤技術(shù),通過SPWM 脈寬調(diào)制技術(shù)實(shí)現(xiàn)并網(wǎng),但易產(chǎn)生并網(wǎng)諧波,且電壓利用率不高。文獻(xiàn)[16-17]采用直接功率控制,功率控制器的輸出量可以直接通過查詢開關(guān)表,選擇合適的電壓矢量,達(dá)到控制有功功率和無功功率的目的,該方法不需要對電流進(jìn)行旋轉(zhuǎn)變換,更易于實(shí)現(xiàn),但此方法需實(shí)時計算矢量作用時間,運(yùn)算量較大且對系統(tǒng)參數(shù)較為敏感。

    提出一種基于dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓及電流雙閉環(huán)SPWM 控制策略。與傳統(tǒng)PI 控制相比,該方法可通過dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系實(shí)現(xiàn)PI 控制的無靜差目的。雙閉環(huán)電壓和電流反饋控制,同時控制d軸電壓和q軸電壓增加了系統(tǒng)的抗干擾性能,并通過Simulink搭建并網(wǎng)逆變器閉環(huán)控制的模型,驗(yàn)證了所提控制方式的正確性和有效性。

    1 三相并網(wǎng)DC/AC變換器數(shù)學(xué)模型

    并網(wǎng)逆變器根據(jù)并網(wǎng)相數(shù)可以分為單相和三相逆變器;還可以根據(jù)控件不同分為半橋式、全橋式和組合式逆變器。因三相全橋逆變器結(jié)構(gòu)簡單、控制方法易實(shí)現(xiàn)和功率開關(guān)損耗小等特點(diǎn),在并網(wǎng)中應(yīng)用最為廣泛。圖1 為三相全控并網(wǎng)DC/AC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其組成包括直流電源Udc(如太陽能電池板)、開關(guān)管VT、逆變器側(cè)電感L、線路負(fù)載電阻R、三相電網(wǎng)和濾波電容C。

    圖1 三相全控并網(wǎng)DC/AC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    對三相并網(wǎng)DC/AC 變換器控制策略研究,首先要建立其數(shù)學(xué)模型。系統(tǒng)在三相靜止坐標(biāo)系下的方程為

    式中:i1、i2、i3分別為流過電感L1、L2、L3的電流值;u1o、u2o、u3o分別為逆變器輸出側(cè)到三相電網(wǎng)側(cè)間的電壓;ea、eb、ec分別為電網(wǎng)a、b、c三相交流電壓。

    式中:uC1、uC2、uC3分別為電容C1、C2、C3兩端的電壓;ia、ib、ic為三相電網(wǎng)側(cè)a、b、c三相交流電流。

    由于使用三相坐標(biāo)系下的方程會產(chǎn)生交流信號的靜態(tài)誤差,通過使用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的狀態(tài)可消除靜態(tài)誤差。系統(tǒng)在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的方程可表示為:

    式中:iq、id分別為電感電流在q、d軸的分量;ieq、ied分別為電網(wǎng)側(cè)電流在q、d軸的分量;uq、ud分別為電感電壓在q、d軸的分量;uCq、uCd分別為電容電壓在q、d軸的分量;uqo、udo分別為電網(wǎng)電壓在q、d軸的分量;Lq、Ld分別為電感在q、d軸的分量;Cq、Cd分別為電容在q、d軸的分量;ω為基波角頻率。

    2 三相并網(wǎng)逆變器控制策略

    2.1 系統(tǒng)解耦控制

    圖2 為dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相并網(wǎng)變換器的數(shù)學(xué)模型。從圖2 中可以看出,系統(tǒng)在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流和電壓數(shù)學(xué)模型存在相互耦合的關(guān)系。輸出電壓uqo和udo分別受到電感在q、d軸的電流、電阻在q、d軸的電流和偶合電流(ωCduCq、ωCquCd)的影響。在系統(tǒng)中,各個控制變量之間相互耦合,大大增加了系統(tǒng)的設(shè)計難度,并對系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成影響。

    圖2 dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相并網(wǎng)變換器的數(shù)學(xué)模型

    為了實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的線性控制和減少系統(tǒng)的設(shè)計難度,提出在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下加入電壓和電流的前饋解耦控制。通過前饋解耦控制實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的線性控制。dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的前饋解耦控制如圖3 所示。

    圖3 dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相并網(wǎng)變換器的前饋解耦控制

    將式(5)代入式(3)和式(4)中,可以解耦得線性方程

    2.2 電壓電流雙閉環(huán)控制

    引入電壓、電流雙閉環(huán)控制,電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為有功電流的給定值,電流調(diào)節(jié)器用來獨(dú)立調(diào)節(jié)系統(tǒng)的有功、無功電流,使系統(tǒng)的有功、無功電流實(shí)時跟蹤指令電流值。采用前饋解耦方式,使電壓外環(huán)包含負(fù)載電流前饋及輸出濾波電容電流解耦,電流內(nèi)環(huán)包含輸出電壓前饋及輸出濾波電感電壓解耦,提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)特性及抗擾能力。

    圖4 給出了三相并網(wǎng)變換器的電壓、電流雙閉環(huán)控制框圖。在控制系統(tǒng)中,需要測量交流負(fù)載的電壓uao、ubo、uco,采集變換器輸出電流i123和流過電網(wǎng)側(cè)的電流iabc。由于要消除靜差,所以進(jìn)行了坐標(biāo)變換,從三相靜止坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下進(jìn)行控制。

    圖4 三相并網(wǎng)變換器的電壓電流雙閉環(huán)控制

    以d軸為例,參考電壓udo*與反饋電壓udo進(jìn)行偏差計算,然后進(jìn)行PI 調(diào)節(jié),組成了外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器。電流內(nèi)環(huán)的參考電流通過外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器輸出值與解耦電壓ωCduqo、ωCqudo和前饋負(fù)載電流ieq、ied進(jìn)行閉環(huán)運(yùn)算產(chǎn)生。內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)器與外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器的原理相同,根據(jù)參考電流與反饋電流進(jìn)行偏差計算,然后進(jìn)行PI調(diào)節(jié),再與解耦電流ωLdiq、ωLqid和前饋負(fù)載電壓uqo、udo進(jìn)行閉環(huán)運(yùn)算,產(chǎn)生SPWM波形的所需電壓udq,然后通過脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation,PWM)脈沖發(fā)生器發(fā)出脈沖驅(qū)動開關(guān)器件通斷。

    在控制系統(tǒng)中,引入坐標(biāo)變換消除了靜差,再通過負(fù)載電流和輸出電壓的前饋控制,并且采用了電流和電壓的解耦控制,實(shí)現(xiàn)了線性解耦對系統(tǒng)達(dá)到了線性控制。此控制方法,大大降低了系統(tǒng)設(shè)計難度,并減輕了系統(tǒng)計算負(fù)擔(dān),提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

    3 仿真分析

    為驗(yàn)證所提基于前饋解耦控制的電壓電流雙閉環(huán)控制策略的正確性和有效性,在MATLAB/Simulink 仿真環(huán)境中搭建了三相并網(wǎng)變換器的仿真模型,并對基于前饋解耦控制的電壓電流雙閉環(huán)控系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析。表1 為三相并網(wǎng)變換器的相關(guān)參數(shù)。

    表1 變換器主要參數(shù)

    開關(guān)管的驅(qū)動信號如圖5 所示。驅(qū)動信號的生成是通過前饋解耦控制和電壓及電流雙閉環(huán)控制得到相應(yīng)電壓,再經(jīng)過脈沖發(fā)生器得到開關(guān)信號。由圖5 可知,一個橋臂上,上下兩個開關(guān)管的信號是相反的。在系統(tǒng)到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)時,每個周期內(nèi)開關(guān)的開關(guān)信號的變化規(guī)律是相同的。因此,通過穩(wěn)定的開關(guān)信號也可判定系統(tǒng)到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài)。圖5 中,VT1~VT6為開關(guān)管編號。

    圖5 開關(guān)管驅(qū)動信號

    圖6 為逆變器側(cè)輸出電壓波形。由圖6(a)可知,未經(jīng)過濾波的電壓波形與正弦波波形相差很大,含有多次諧波,影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。由圖6(b)可知,經(jīng)過LC 濾波后,電壓波形接近正弦波,提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行能力。從圖6(b)中可以看出,電壓波形經(jīng)過0.02 s的時間到達(dá)了穩(wěn)定狀態(tài),說明系統(tǒng)具有很快響應(yīng)速度。

    圖6 逆變器側(cè)輸出電壓波形

    對逆變器側(cè)濾波前和濾波后輸出電壓進(jìn)行了諧波分析如圖7 所示。濾波前電壓的諧波總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD)為104.61%,大于IEEE 標(biāo)準(zhǔn)(THD 不大于5%);濾波后電壓的諧波THD 為0.01%,小于5%,符合IEEE 標(biāo)準(zhǔn)。由此可以說明,LC 濾波器的設(shè)計在整個控制系統(tǒng)中是可行的。

    圖7 逆變器側(cè)輸出電壓諧波分析

    圖8 給出了逆變器側(cè)濾波前和濾波后輸出電流波形。在濾波前后的波形上看,都接近正弦波形。系統(tǒng)開始起動時,濾波后的波形要比濾波前的波形更好,更加平穩(wěn)和接近正弦波,并且響應(yīng)速度更快。如圖9 所示,可以更好地說明濾波前后電流質(zhì)量的優(yōu)劣。在濾波前電流所含諧波THD 為0.36%,小于5%,符合IEEE 標(biāo)準(zhǔn);當(dāng)濾波后電流所含諧波THD 為0.01%,比濾波前下降了0.35%。濾波后的電流質(zhì)量更好,使系統(tǒng)穩(wěn)定性更好。由此可以說明,電壓及電流雙閉環(huán)控制和LC 濾波器的設(shè)計,在整個控制系統(tǒng)運(yùn)行是可行的,提高了系統(tǒng)的控制性能。

    圖8 逆變器側(cè)輸出電流波形

    圖9 逆變器側(cè)輸出電流諧波分析

    逆變器側(cè)輸出電壓經(jīng)過濾波后,在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下電壓波形如圖10 所示。圖11 和圖12 分別為前饋解耦控制在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系和αβ坐標(biāo)系下輸出的電壓波形。由圖10—圖12 可以看出,系統(tǒng)具有良好的運(yùn)行狀態(tài),保證了整個電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

    圖10 dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下逆變器輸出電壓波形

    圖11 dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的前饋解耦控制輸出電壓波形

    圖12 αβ坐標(biāo)系下的前饋解耦控制輸出的電壓波形

    圖13 和圖14 分別為PI 控制器輸出電壓和電流波形。從圖13 中可以看出,電壓PI 控制器都可以使相應(yīng)的電壓跟隨參考值。d軸電壓的參考值,設(shè)定為311 V,從圖13(a)可以看出,實(shí)際電壓為311.05 V 左右;q軸電壓的參考值設(shè)定為0,從圖13(b)可以看出,實(shí)際電壓為-0.02 V 左右。從圖14 中可以看出,電流PI 控制器都可以使相應(yīng)的電流跟隨參考值,從圖14(a)可以看出,d軸參考電流的波動范圍為61.2~63.3 A,實(shí)際電流的波動范圍為61.8~62.3 A;從圖14(b)可以看出,q軸電流的波動范圍為116.3~118.3 A,實(shí)際電流的波動范圍為117.9~118.9 A,由此可知,d軸和q軸的電流都能很好地跟隨參考電流的變化。圖13 和圖14 的波形都經(jīng)過0.02 s 到達(dá)穩(wěn)定狀態(tài),從而證明該系統(tǒng)具有良好的控制性能和較快的響應(yīng)速度。

    圖13 PI控制器輸出電壓波形

    圖14 PI控制器輸出的電流波形

    4 結(jié)語

    新能源發(fā)電系統(tǒng)中并網(wǎng)逆變器作為最重要的核心裝備之一,其控制策略好壞直接影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和能量的傳遞效率。以三相并網(wǎng)DC/AC 變換器為研究對象,提出了基于前饋解耦的電壓及電流雙閉環(huán)控制策略。為了消除靜差,進(jìn)行了坐標(biāo)變換,從三相靜止坐標(biāo)系變換為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系,實(shí)現(xiàn)PI 控制無靜差的目標(biāo)。采用電壓、電流雙閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn),電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為有功電流的給定值,電流調(diào)節(jié)器用來獨(dú)立調(diào)節(jié)系統(tǒng)的有功、無功電流,使系統(tǒng)的有功、無功電流實(shí)時跟蹤指令電流值。通過前饋解耦控制,電壓外環(huán)包含負(fù)載電流前饋及輸出濾波電容電流解耦,電流內(nèi)環(huán)包含輸出電壓前饋及輸出濾波電感電壓解耦,提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)特性及抗擾能力。通過仿真驗(yàn)證了所提方法的正確性和有效性。

    所提基于前饋解耦的電壓及電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng),使用了4 個PI 控制器,這會增加系統(tǒng)的調(diào)節(jié)難度,下一步將針對降低系統(tǒng)調(diào)節(jié)難度進(jìn)行研究。

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