基于控制載波自由度的級(jí)聯(lián)H橋逆變器改進(jìn)型PWM技術(shù)

葉滿園 任 威 李 宋 魏麒文 宋桂智

（華東交通大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院 南昌 330013）

0 引言

與傳統(tǒng)的兩電平逆變器相比，多電平逆變器在提高功率等級(jí)和功率器件耐壓等方面具有明顯的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)還具有傳輸效率高、傳輸功率大等優(yōu)點(diǎn)[1]，逐漸成為中壓大功率傳動(dòng)系統(tǒng)中首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[2]。級(jí)聯(lián)H橋（Cascaded H-Bridge, CHB）[3-4]型逆變器由于具有傳輸效率高、傳輸功率大等優(yōu)點(diǎn)，商業(yè)化價(jià)值較高[5-6]。

載波調(diào)制在CHB逆變器的控制方面應(yīng)用普遍[7]，載波移相（Carrier Phase Shift, CPS）調(diào)制策略能夠?qū)崿F(xiàn)各H橋單元間功率均衡，但輸出電壓總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）較高[8]，尤其是在低調(diào)制度時(shí)更為明顯；同相層疊（In-Phase Disposition, IPD）正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）策略輸出電壓的THD最小，但各功率分配不均衡[9-10]。雖然上述這幾種調(diào)制方法各有特點(diǎn)，但當(dāng)采用SPWM時(shí)，直流側(cè)電壓利用率都比較低[11]。

為了解決CPS-SPWM和IPD-SPWM策略下，直流電壓利用率較低的問題，目前研究最多的是利用梯形波脈寬調(diào)制（Trapezoidal Pulse Width Modulation,TPWM）來替代正弦波進(jìn)行控制的方法，在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[12-13]提出了一種 CPS-TPWM 技術(shù)，該技術(shù)利用梯形調(diào)制波的優(yōu)點(diǎn)可以大幅度提高輸出電壓基波幅值，但文中沒討論在使用載波空間層疊（Carrier Disposition, CD）控制時(shí)對(duì)各級(jí)聯(lián)單元輸出功率進(jìn)行均衡控制的問題?；谳d波交疊（Carrier-Overlapping, CO）調(diào)制策略的基礎(chǔ)，文獻(xiàn)[14]引入了多電平逆變器具有多個(gè)控制自由度的概念，提出了一種優(yōu)化的載波交疊PWM方法，利用向調(diào)制波中注入零序分量這個(gè)自由度，增加了直流電壓的利用率，使調(diào)制度達(dá)到 1.15，使輸出電壓同時(shí)具有低調(diào)制度時(shí)良好的諧波性能和較高直流電壓利用率的優(yōu)點(diǎn)。但是該技術(shù)應(yīng)用于CHB型逆變器時(shí)，與IPDPWM 一樣不能實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)單元間輸出功率的均衡。文獻(xiàn)[15]提出了線電壓控制的三相 SPWM、調(diào)制波注入 3次諧波或零序分量、空間矢量調(diào)制（Space Vector Modulation, SVM）策略。這三種控制策略都能提高直流側(cè)電壓利用率，但三相SPWM和3次諧波或零序分量注入法只能用于三相系統(tǒng)，當(dāng) SVM技術(shù)應(yīng)用于兩個(gè)CHB逆變器級(jí)聯(lián)以上時(shí)，會(huì)增加控制的復(fù)雜度。文獻(xiàn)[16]提出了一種應(yīng)用于CHB型逆變器型的優(yōu)化均衡方法，該方法減少載波數(shù)量的同時(shí)將每個(gè)H橋單元的脈沖信號(hào)以1/4為單位進(jìn)行周期循環(huán)，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了各H單元的功率均衡。但在控制過程中過于復(fù)雜，并且輸出電壓uAN的THD較大。

本文以CHB七電平逆變器為研究對(duì)象，針對(duì)常規(guī)的多載波 PWM 策略直流側(cè)電壓利用率低以及CPS-PWM 策略在低調(diào)制度時(shí)諧波性能比較差的問題，本文以控制自由度組合提升輸出電壓基波幅值為基礎(chǔ)，結(jié)合現(xiàn)有對(duì)傳統(tǒng)CPS以及IPD調(diào)制策略中三角載波進(jìn)行重構(gòu)的分析，利用垂直偏移量循環(huán)調(diào)整載波排列方式，達(dá)到實(shí)現(xiàn)特定控制目標(biāo)的研究[3,17-19]，為此引入了一種改進(jìn)型 PWM 技術(shù)，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 CHB 七電平拓?fù)浼罢{(diào)制策略

1.1 逆變器拓?fù)?/h3>

圖1為CHB型七電平逆變器拓?fù)?，該拓?fù)溆扇齻€(gè)H橋單元串聯(lián)形成，每個(gè)H橋單元的直流側(cè)電壓相等，令各H橋單元的輸出電壓分別為uH1、uH2和uH3，輸出相電壓為uAN。由 CHB逆變器的原理可知，逆變器的uAN由三個(gè)H橋單元輸出電平合成得到，即

圖1 CHB七電平逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of CHB seven level inverter

1.2 兩種傳統(tǒng)多載波PWM策略

圖2為CPS-SPWM原理，圖中，vm為調(diào)制波，載波vcri和vcri?具有一樣的幅值與頻率，并通過和正弦波的邏輯比較產(chǎn)生各H橋的輸出電壓。該策略能夠使各H橋單元間功率均衡，但逆變器輸出電壓的THD較高，波形質(zhì)量較差，同時(shí)當(dāng)采用多載波正弦調(diào)制時(shí)，直流側(cè)電壓利用率較低。

圖2 CPS-SPWM原理Fig.2 CPS-SPWM schematic

圖3為CPS-TPWM原理，vm為梯形調(diào)制波，該波形通過幅值為±UT截取三角波后獲到，UC為三角波的幅值，則梯形波化率δ=UT/UC。因?yàn)槟孀兤鞯闹绷鱾?cè)電壓利用率及其諧波特性與δ值大小的選取有關(guān)，因此分析δ與各項(xiàng)指標(biāo)的數(shù)學(xué)聯(lián)系具有重要作用。

圖3 CPS-TPWM原理Fig.3 CPS-TPWM schematic

式（2）～式（4）分別體現(xiàn)了TPWM逆變器輸出電壓的THD、各低次諧波相對(duì)基波的幅值（UnU1）以及直流電壓利用率U1,m=1Ed與δ的關(guān)系。

式中，Ed為直流側(cè)總電壓，當(dāng)調(diào)制比m=1時(shí)，基波幅值U1取最大值U1,m=1。輸出電壓THD、Un/U1和U1,m=1/Ed與δ的關(guān)系如圖4所示，圖4綜合分析了δ值分別與其三者之間的數(shù)學(xué)聯(lián)系，確定δ=0.4時(shí)為最優(yōu)梯形調(diào)制波。TPWM在選取最佳梯形調(diào)制波的條件下，可使CHB多電平逆變器輸出電壓幅值升高，但其低次諧波相對(duì)較大，從而導(dǎo)致波形質(zhì)量較差[20]。

圖4 輸出電壓 THD、Un/U1和U1,m=1/Ed與δ 的關(guān)系Fig.4 Relationship between THD, Un/U1 and U1,m=1/Ed of output voltage and δ

2 基于控制載波自由度的改進(jìn)型CPS-PWM策略

理論上對(duì)于CHB多電平逆變器構(gòu)成的方案中，要提高其直流電壓側(cè)電壓利用率必須使其工作在PWM 過調(diào)制狀態(tài)，但隨之輸出電壓諧波含量就會(huì)增加。為了解決CPS-PWM策略下直流側(cè)電壓利用率較低，以及在低調(diào)制度時(shí)輸出電壓諧波性能較差的問題，本文仍延續(xù)現(xiàn)有CPS-PWM策略，以控制自由度組合提升輸出電壓基波幅值為基礎(chǔ)，結(jié)合現(xiàn)有研究的三角載波重構(gòu)為依據(jù)，提出一種改進(jìn)型PWM策略。

2.1 改進(jìn)型CPS-PWM載波重構(gòu)原理及諧波分析

基于控制載波自由度的改進(jìn)型CPS-PWM策略的載波自由度構(gòu)造如圖5所示，一般多載波 PWM策略包含三角載波、鋸齒波等其他形狀的自由度，該文對(duì)CPS-PWM策略中的三角波進(jìn)行改進(jìn)。如圖5a可見，在一個(gè)載波周期TC中，將三角形載波分割為12個(gè)載波段，其中，每個(gè)載波段都是由小等腰三角形的一個(gè)腰組成。由圖5b可見，第1, 6, 7, 12個(gè)載波段用小等腰三角形的一個(gè)腰代替；第2, 3, 4,5, 8, 9, 10, 11個(gè)載波段用小等腰三角形代替，然后將新產(chǎn)生的1′, 2′, 3′等 12個(gè)載波段連接起來，保證載波變換前后載波周期相等，這樣就構(gòu)成了改進(jìn)型CPS-PWM策略的一個(gè)周期的載波。12個(gè)陰影區(qū)域內(nèi)的載波段構(gòu)成基于控制載波自由度的改進(jìn)型CPS-PWM策略中的一個(gè)重構(gòu)載波周期，其余 5個(gè)重構(gòu)載波與上述同理。

圖5 載波自由度構(gòu)造Fig.5 Structure of carrier freedom degree

圖6為改進(jìn)型CPS-PWM策略原理，對(duì)比圖2所示的CPS-SPWM原理可以看出，兩個(gè)調(diào)制策略都具有相鄰載波相差 60°、相同的載波幅值，且每個(gè)級(jí)聯(lián)單元對(duì)應(yīng)載波vcri和vcri?相差 180°的三角載波信號(hào)，并通過和正弦波的邏輯比較產(chǎn)生各H橋的輸出電壓。通過控制載波自由度的排列方式，各H橋單元雖然改變了輸出的電壓波形，但改進(jìn) CPSPWM實(shí)質(zhì)與CPS-SPWM策略一樣，也能實(shí)現(xiàn)CHB型逆變器中各級(jí)聯(lián)單元間輸出功率自均衡。

圖6 改進(jìn)型CPS-PWM策略原理Fig.6 Schematic diagram of improved CPS-PWM strategy

根據(jù)前面分析，本文提出的改進(jìn)型CPS-SPWM策略控制原理與CPS-SPWM策略下的完全相同，且重構(gòu)后的載波周期與 CPS-SPWM 中三角載波周期完全一樣。因此在這兩種調(diào)制策略下，逆變器輸出電壓uAN的頻譜分布基本相同。本文所提出的載波上下正負(fù)半波雖然有一定程度的不對(duì)稱，對(duì)輸出電壓的THD有一些影響，但總體影響程度較小。

2.2 改進(jìn)型CPS-PWM輸出電壓基波幅值分析

改進(jìn)型CPS-PWM在CPS-SPWM策略基礎(chǔ)上對(duì)載波進(jìn)行了重構(gòu)，因此當(dāng)兩種調(diào)制策略應(yīng)用于CHB型逆變器時(shí)，輸出電壓特性必定也會(huì)有所改變，其直流電壓利用率是否變化可做進(jìn)一步的論證。由于直流電壓利用率指的是逆變器輸出的交流電壓基波幅值與直流電壓之比[12]，而直流側(cè)電壓是固定不變的，故將改進(jìn)型 CPS-SPWM 輸出電壓基波幅值與CPS-SPWM進(jìn)行比較，進(jìn)一步判斷兩者直流電壓利用率的變化。

CPS-SPWM輸出電壓基波表達(dá)式為

式中，m為調(diào)制度；sω為基波角頻率。

由于CHB逆變器每一個(gè)H橋單元輸出電壓都相同。因此該文以一個(gè) H橋單元為例來分析 CPSSPWM、改進(jìn)型CPS-SPWM策略時(shí)輸出電壓基波幅值的變化情況，并假設(shè)在一個(gè)載波周期內(nèi)，正弦調(diào)制波vm可以看作一個(gè)恒定值。

圖7、圖8分別為采用CPS-PWM和改進(jìn)型CPSPWM 策略下，CHB逆變器各級(jí)聯(lián)單元在調(diào)制度0＜m≤ 0.5內(nèi)的輸出電壓。假設(shè)tH1+與分別為級(jí)聯(lián)H單元輸出電壓為Udc的時(shí)間和其載波周期平均值，以輸出電壓正半周期uH1+為例。

圖7 0＜ m ≤ 0.5時(shí)CPS-SPWM的輸出電壓Fig.7 Output voltage of CPS-SPWM when 0＜ m ≤ 0.5

圖8 0＜ m ≤ 0.5時(shí)改進(jìn)型CPS-PWM的輸出電壓Fig.8 Output voltcage of improved CPS-PWM when 0＜ m ≤ 0.5

在CPS-SPWM技術(shù)下，有

此時(shí)，H1單元輸出電壓平均值uH1+為

在改進(jìn)型CPS-PWM方法下，有

此時(shí)，H1單元輸出電壓平均值為

圖9、圖10分別為采用CPS-SPWM和改進(jìn)型CPS-PWM策略下，CHB逆變器各級(jí)聯(lián)單元在調(diào)制度0.5＜m≤1內(nèi)的輸出電壓。

圖9 0.5＜m≤1時(shí)CPS-PWM的輸出電壓Fig.9 Output voltage of CPS-PWM when 0.5＜m≤1

在 CPS-SPWM 方法下，tH1+與分別如式（6）、式（7）所示。

在改進(jìn)型CPS-PWM方法下，有

此時(shí)，H1單元輸出電壓平均值為

因此，CHB型七電平逆變器在CPS-SPWM方法下，輸出電壓載波周期平均值為

由式（9）和式（11）可知，在改進(jìn)型CPS-PWM方法下，級(jí)聯(lián)H單元輸出電壓載波周期平均值在整個(gè)調(diào)制度范圍內(nèi)為

因此，CHB型七電平逆變器在改進(jìn)CPS-PWM方法下，輸出電壓載波周期平均值為

根據(jù)式（14）可知，在改進(jìn)型CPS-PWM策略0＜m≤ 0.5范圍內(nèi)，輸出電壓基波幅值的線性增長率為18Udc/5，而在0.5＜m≤1范圍內(nèi)，輸出電壓基波幅值的線性增長率為12Udc/5。則在0＜m≤1范圍內(nèi)，輸出電壓基波幅值呈分段線性增長，在調(diào)制度0＜m≤ 0.5內(nèi)的線性增長率大于0.5＜m≤1內(nèi)的增長率。

對(duì)式（12）和式（14）進(jìn)行比較可知，在調(diào)制度0＜m≤ 0.5范圍內(nèi)，CHB逆變器在改進(jìn)型 CPSPWM下，輸出電壓基波幅值大于CPS-SPWM下的輸出電壓基波幅值，且前者的基波幅值線性增長速率大于后者；在調(diào)制度0.5＜m≤1范圍內(nèi)，改進(jìn)型CPS-PWM 下的輸出電壓基波幅值也大于 CPSSPWM下的輸出電壓基波幅值，但前者的基波幅值線性增長率小于后者。因此，CHB型逆變器采用改進(jìn)型CPS-PWM時(shí)輸出電壓的直流電壓利用率大于采用CPS-SPWM時(shí)的值。在相同的條件下，其輸出電壓基波幅值越大，直流側(cè)電壓利用率越高；同理，負(fù)半周期亦如此。

2.3 改進(jìn)型CPS-PWM功率均衡控制分析

（1）在改進(jìn)CPS-PWM下，tHi+為在調(diào)制度0＜m≤ 0.5時(shí)，級(jí)聯(lián)單元i在重構(gòu)載波周期內(nèi)輸出電壓為Udc的時(shí)間，由式（8）和式（9）可知，tH1+、tH2+和tH3+表示為

由于一相CHB逆變器中各H橋單元輸出電流都相等，因此根據(jù)式（16）可得，各H橋單元輸出平均功率也都相等，即

（2）在改進(jìn)CPS-PWM下，tHi+為在調(diào)制度0.5＜m≤ 1時(shí)，級(jí)聯(lián)單元i在重構(gòu)載波周期內(nèi)輸出電壓為Udc的時(shí)間，由式（10）和式（11）可知，tH1+、tH2+和tH3+可表示為

同理，由式（19）可得，在重構(gòu)載波周期內(nèi)各H橋單元輸出平均功率相等，如式（17）所示。

由上述可知，改進(jìn) CPS-PWM 技術(shù)可分別在0＜m≤ 0.5和0.5＜m≤1兩個(gè)調(diào)制度范圍內(nèi)，使得各級(jí)聯(lián)單元在一個(gè)重構(gòu)載波周期內(nèi)輸出電壓幅值都相等，從而保證各H橋單元輸出平均功率相等。

3 仿真驗(yàn)證與分析

為了驗(yàn)證本文所提基于控制載波自由度的改進(jìn)CPS-PWM策略的正確性，分別對(duì)CPS-SPWM策略、CPS-TPWM策略和改進(jìn)型CPS-PWM策略進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，為了保證逆變器等效開關(guān)頻率一致，改進(jìn)型CPS-PWM、CPS-TPWM和CPS-PWM策略的載波頻率均設(shè)置1 000Hz，仿真參數(shù)見表1。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖11為在載波頻率為1 000Hz時(shí)，基于控制載波自由度的改進(jìn)CPS-PWM策略下uH1、uH2、uH3和uAN的仿真波形。由圖可以得出，各H橋單元輸出電壓uHi幾乎完全相同，為三電平PWM波形，只存在相位之間微小的差異。

圖11 改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)下逆變器輸出仿真波形Fig.11 Inverter output waveforms under improved CPS-PWM technology

圖12、圖13分別為調(diào)制度m為0.9、0.3時(shí)，逆變器在CPS-SPWM、CPS-TPWM和改進(jìn)型CPSPWM策略下uAN的頻譜分布。通過對(duì)比可見，三種策略下逆變器uAN頻譜分布幾乎完全相同，相電壓uAN的最低次諧波群出現(xiàn)在6mf及其邊帶諧波處（見圖中的6mf+1）。在低調(diào)制度m=0.3時(shí)，CHB七電平逆變器在改進(jìn)CPS-PWM下輸出電壓的THD小于在CPS-SPWM下的THD，具有良好的諧波特性，并且基波分量在整個(gè)調(diào)制度周期內(nèi)具有更高的幅值。而TPWM雖然可使CHB多電平逆變器輸出電壓幅值升高，但是CPS-TPWM下輸出電壓的THD大于在改進(jìn)型CPS-PWM下輸出電壓的THD。在改進(jìn)型CPS-PWM 方法中，雖然該調(diào)制策略控制下對(duì)逆變器輸出電壓THD總體的大小影響不大，但從快速傅里葉變換分析中觀察各次諧波分布以及大小中發(fā)現(xiàn)，低次諧波含量的THD略增加，高次諧波含量的THD相應(yīng)地會(huì)降低，因此總的THD大小變化不大。通過仿真進(jìn)一步得出，本文所提出的載波上下正負(fù)半波雖然有一定程度的不對(duì)稱，對(duì)輸出電壓的THD有一些影響，但總體影響程度較小。

圖12 uAN的頻譜仿真（m=0.9）Fig.12 Spectrum simulation diagram of uAN (m=0.9)

圖13 uAN頻譜仿真（m=0.3）Fig.13 Spectrum simulation diagram of uAN (m=0.3)

由圖12、圖13可知，由于改進(jìn)CPS-PWM策略相電壓的頻譜與CPS-SPWM策略幾乎相同，所以線電壓頻譜分布也幾乎相同。

圖14為CPS-SPWM、IPD-SPWM、CPS-TPWM和改進(jìn)型CPS-PWM這四種策略時(shí)輸出電壓THD隨m變化的曲線。除了本文已有的m=0.3, 0.9這兩種情況，其他調(diào)制度下輸出電壓THD隨m的變化曲線也通過Simulink仿真得出，根據(jù)圖14可知，改進(jìn)型CPS-PWM在0＜m≤ 0.5時(shí)，輸出電壓THD小于IPDSPWM和CPS-SPWM策略；在0.5＜m≤1時(shí)，三種調(diào)制策略輸出電壓THD幾乎一樣，并且在m≥ 0.35∪m≤ 0.15時(shí)都低于 TPWM下輸出電壓 THD。通過比較可知，改進(jìn)CPS-PWM技術(shù)可以改善輸出電壓在低調(diào)制度下的諧波性能。

圖14 輸出電壓THD與m的關(guān)系曲線Fig.14 Relation curves between THD and m of output voltage

由圖15可知，在調(diào)制度0＜m≤1范圍內(nèi)，改進(jìn)型CPS-PWM比IPD-SPWM和CPS-SPWM策略都具有更高的輸出電壓基波幅值，且在m=0.5時(shí)進(jìn)行分段，其結(jié)果與理論分析幾乎相同，同時(shí)在0＜m≤0.75時(shí)，改進(jìn)型CPS-PWM略高于TPWM側(cè)的輸出電壓基波幅值。經(jīng)過仿真證明，在調(diào)制度m=0.65時(shí)，CPS-SPWM和 IPD-SPWM輸出電壓基波幅值都為 97.5V，其直流電壓利用率為 1。CPS-TPWM電壓基波幅值為 116.2V，在最優(yōu)值δ=0.4下，其直流電壓利用率為1.191。而改進(jìn)型CPS-PWM技術(shù)輸出電壓基波幅值為118.9V，其直流電壓利用率最大約為1.219，顯著地提高了直流電壓利用率。

圖15 輸出電壓基波幅值與m的關(guān)系曲線Fig.15 Relation curves between output voltage fundamental amplitude and m

圖16為基于控制載波自由度的改進(jìn)型 CPSPWM策略在不同調(diào)制度下的平均功率對(duì)比。圖中，P1、P2、P3為改進(jìn)型CPS-PWM策略下各H橋的輸出平均功率值。由圖可見，各級(jí)聯(lián)單元輸出平均功率幾乎完全相同。

圖16 輸出功率在不同調(diào)制度下的對(duì)比Fig.16 Comparison of output power under different modulation systems

表2給出了三種調(diào)制策略在調(diào)制度m=0.3、m=0.6、m=0.9時(shí)，一個(gè)輸出電壓周期T內(nèi)，級(jí)聯(lián)單元i的開關(guān)次數(shù)。通過對(duì)比可知，采用改進(jìn)型CPS-PWM策略時(shí)，逆變器的開關(guān)次數(shù)均大于 CPS-PWM 和IPD-PWM，這無疑增加了逆變器的開關(guān)損耗，同時(shí)也是改進(jìn)型CPS-PWM技術(shù)的一個(gè)缺陷。由表2進(jìn)一步可以看出，各H橋單元的開關(guān)數(shù)分布均勻。從等效開關(guān)頻率定義fa=pfm可以計(jì)算出，fm為調(diào)制波頻率，p為一個(gè)周期內(nèi)開關(guān)產(chǎn)生的脈沖數(shù)，在1個(gè)周期內(nèi)，所有開關(guān)管的等效開關(guān)頻率均為2 000Hz，因此所有器件的開關(guān)損耗與工作應(yīng)力相同，表明改進(jìn)型CPS-PWM策略能有效地平衡開關(guān)器件的所有開關(guān)損耗。

表2 三種調(diào)制技術(shù)在不同調(diào)制度下級(jí)聯(lián)單元的開關(guān)次數(shù)Tab.2 Number of switching times of the cascade unit for three modulation techniques at different modulation degrees

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證基于控制載波自由度的改進(jìn)CPS-PWM 策略的實(shí)際控制效果，搭建了級(jí)聯(lián)七電平CHB型逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖17所示，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表3。

圖17 七電平CHB型逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.17 Seven-level CHB inverter experimental platform

表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.3 Experimental parameters

圖18為CHB型七電平逆變器在本文所提出的調(diào)制策略下，各級(jí)聯(lián)單元輸出電壓uH1、uH2、uH3和輸出電壓uAN的實(shí)驗(yàn)波形。

圖18 逆變器輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.18 Experimental waveforms of inverter output voltage

圖19、圖20分別為m=0.9、m=0.3時(shí)，CHB型七電平逆變器采用 CPS-SPWM、CPS-TPWM 和改進(jìn)型CPS-PWM策略時(shí)輸出相電壓的頻譜。通過對(duì)比可知，三種調(diào)制技術(shù)下輸出電壓諧波分布相似，最低次諧波群均出現(xiàn)在 6mf及其邊帶諧波處，且在改進(jìn)型CPS-PWM策略下輸出電壓的THD明顯低于CPS-PWM策略下的THD。

圖19 三種調(diào)制技術(shù)在調(diào)制度m=0.9時(shí)輸出電壓頻譜Fig.19 Three modulation techniques output voltage spectrum when modulation degree m=0.9

圖20 三種調(diào)制技術(shù)在調(diào)制度m=0.3時(shí)輸出電壓頻譜Fig.20 Three modulation techniques output voltage spectrum when modulation degree m=0.3

改進(jìn)型PWM下各H橋單元及各級(jí)聯(lián)單元輸出功率分別如圖21和圖22所示。由圖21和圖22可以直觀地看出改進(jìn)型CPS- PWM策略在不同調(diào)制度時(shí)功率的對(duì)比。

圖21中，各H橋單元輸出平均功率分別為PH1=372.2W、PH2=372.5W和PH3=371.9W。圖22中，各H橋單元輸出的平均功率分別為PH1=50.38W、PH2=50.17W和PH3=50.37W。顯然，各H橋單元輸出功率基本相等，因此改進(jìn)型 CPS-PWM 策略保留了CPS-SPWM能實(shí)現(xiàn)各H橋單元間功率均衡的優(yōu)點(diǎn)。

圖21 改進(jìn)型PWM下各H橋單元輸出功率（m=0.9）Fig.21 output power of each H-bridge unit under improved PWM (m=0.9)

圖22 改進(jìn)型PWM下各級(jí)聯(lián)單元輸出功率（m=0.3）Fig.22 Output power of each H-bridge unit under improved PWM (m=0.3)

本文所提出改進(jìn)型CPS-PWM策略的實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真波形基本一致，因而驗(yàn)證了本文所提出調(diào)制策略的有效性和真實(shí)性。

5 結(jié)論

在對(duì)CPS-SPWM與CPS-TPWM策略分析研究的基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)型CPS-PWM策略，詳細(xì)地分析了所提控制方法的控制原理，并給出改進(jìn)型CPS-PWM策略輸出電壓基波幅值和功率均衡的分析，得出以下結(jié)論：

1）對(duì)于本文所提出的改進(jìn)CPS-PWM策略，當(dāng)m為低調(diào)制度時(shí)，逆變器輸出電壓的諧波性能優(yōu)于CPS-SPWM策略，在0＜m≤1范圍內(nèi)，輸出電壓基波幅值高于CPS-SPWM，使直流電壓利用率大于1，并且在0＜m≤ 0.75時(shí)，改進(jìn)CPS-PWM略高于TPWM側(cè)的輸出電壓基波幅值。

2）本文所提出的改進(jìn)型CPS-PWM策略在實(shí)現(xiàn)各級(jí)聯(lián)單元功率均衡的條件下，降低了輸出電壓總諧波畸變率（THD），有效地改善低調(diào)制度時(shí)的諧波性能。雖然本文所提出的調(diào)制方法，增加了開關(guān)次數(shù)與損耗，但能保證各單元開關(guān)損耗相同，開關(guān)管工作應(yīng)力相同，相應(yīng)地提高了系統(tǒng)的可靠性。