倍壓整流電路在DC/DC大升壓比電路中的應(yīng)用

張國(guó)森，張一鳴，張?jiān)祁?，高俊俠

（北京工業(yè)大學(xué)信息學(xué)部，北京 100124）

截至2017年底，我國(guó)累計(jì)探明石油儲(chǔ)量389.65 t，同期原油對(duì)外依存度高達(dá)67.4%，預(yù)測(cè)該數(shù)字在2035年將達(dá)到76%[1]。油氣資源的穩(wěn)定供應(yīng)事關(guān)國(guó)家經(jīng)濟(jì)安全，儲(chǔ)層評(píng)價(jià)技術(shù)近年來(lái)發(fā)展迅猛，其中核磁共振技術(shù)已經(jīng)成為油藏描述的重要物理工具。得益于近30 a來(lái)電力電子技術(shù)的發(fā)展，核磁測(cè)井技術(shù)也取得了一定的突破，但國(guó)內(nèi)對(duì)隨鉆核磁測(cè)井技術(shù)的研究仍處于相對(duì)落后的狀態(tài)。

1 核磁共振技術(shù)在石油探測(cè)領(lǐng)域的發(fā)展

核磁共振測(cè)井（nuclear magnetic resonance logging，NMRL）技術(shù)與醫(yī)學(xué)磁共振成像（magnetic resonance imaging，MRI）是一樣的原理，即梯度磁場(chǎng)和射頻線圈發(fā)射交變電磁場(chǎng)來(lái)實(shí)現(xiàn)空間定位和選片。但在設(shè)計(jì)上則進(jìn)行了徹底的改造，即不是把觀測(cè)樣品放在儀器（磁體）的中心，而是把測(cè)量?jī)x器（磁體和天線）放在井眼之中，地層作為觀測(cè)樣品則處于儀器的外面。核磁共振測(cè)井技術(shù)相比其他單一測(cè)量技術(shù)，例如方位聲波測(cè)井、方位密度和伽馬能測(cè)井、中子孔隙度測(cè)井等能提供更豐富的地層參數(shù)[1-2]。隨著鉆井深度的不斷提升，核磁共振測(cè)井技術(shù)已經(jīng)從電纜測(cè)井向隨鉆測(cè)井發(fā)展，在隨鉆核磁共振測(cè)井領(lǐng)域，國(guó)外處于領(lǐng)先地位的鉆井服務(wù)公司如哈利伯頓及貝克休斯早在2001年就相繼推出了成熟的技術(shù)方案，但僅提供商業(yè)鉆井服務(wù)[3]。目前國(guó)外處于領(lǐng)先地位的隨鉆核磁共振測(cè)井技術(shù)公司包括哈利伯頓、貝克休斯及斯倫貝謝。極端條件下的核磁共振測(cè)井發(fā)射電路，能夠深入到探測(cè)目標(biāo)內(nèi)部建立發(fā)射條件，發(fā)射電路的設(shè)計(jì)是一個(gè)測(cè)控電子工程問(wèn)題，包含模擬電路與數(shù)字電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)及元器件的優(yōu)選。與極端環(huán)境下核磁共振測(cè)井探頭的探測(cè)特性相對(duì)應(yīng)，探測(cè)對(duì)象的復(fù)雜多樣、含量少、體積受限、低場(chǎng)、單邊測(cè)量、探測(cè)深度大等，都對(duì)發(fā)射電路提出了苛刻要求[4-5]。我國(guó)的核磁共振測(cè)井技術(shù)研發(fā)起始于1996年，目前在電纜測(cè)井方面已經(jīng)有成熟的技術(shù)方案，并且已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了實(shí)井的鉆探，但隨鉆測(cè)井技術(shù)目前仍處于探索階段，與國(guó)外隨鉆核磁共振測(cè)井儀研發(fā)相比，我國(guó)在這方面與國(guó)際先進(jìn)水平還有很大差距。

隨鉆核磁共振相比電纜核磁共振，主要難點(diǎn)在于井下直流電源部分的設(shè)計(jì)，該部分電源需要將渦流發(fā)電機(jī)提供的直流電升至發(fā)射所需的電壓，同時(shí)要求該電路在150℃環(huán)境下穩(wěn)定工作。國(guó)內(nèi)關(guān)于該部分的論文討論較少，很多工作需要自行摸索。近年來(lái)已經(jīng)提出了很多改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的DC/DC開(kāi)關(guān)電源，這些拓?fù)涞哪繕?biāo)都是為了實(shí)現(xiàn)高效率，簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)和低成本[6]。如下圖1移相全橋拓?fù)湓趦?nèi)的各式軟開(kāi)關(guān)電路可以減輕元器件的電流-電壓應(yīng)力，然而它也有一定的局限問(wèn)題——零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)（zero voltage switching，ZVS）開(kāi)通范圍窄、次級(jí)整流器的諧振問(wèn)題、占空比丟失問(wèn)題等[7]。

圖1 移相全橋拓?fù)銯ig.1 The topology of the phase-shifted full bridge

在需要維持功率模塊的高壓應(yīng)用的情況下，整流二極管的電壓振鈴問(wèn)題往往很嚴(yán)重，雖然可以通過(guò)添加用于吸收整流管振鈴的電容-電容緩沖器為緩解震蕩，但這會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的效率變差，在能量寶貴的井下設(shè)備中，這是應(yīng)當(dāng)極力避免的。受限于高溫器件在控制方式上的限制，重新審視傳統(tǒng)的開(kāi)關(guān)電源拓?fù)?，通過(guò)雙極性控制的方式，并將傳統(tǒng)的全橋整流重新設(shè)計(jì)為倍壓整流方式，省去了笨重的LC濾波輸出，簡(jiǎn)化了整體的結(jié)構(gòu)。倍壓整流方式下，因?yàn)闊o(wú)需大的輸出濾波電感，可以采用額定電壓較低的整流管，無(wú)需添加阻容緩沖器以提高效率。同時(shí)通過(guò)電容和變壓器漏感之間的諧振調(diào)整電流波形以優(yōu)化電路的整體效率。

2 倍壓電路的發(fā)展及工作原理

在DC/CD開(kāi)關(guān)電源中，為了獲得較高的輸出電壓，往往通過(guò)提高變壓器變比的方式，但這種方式帶來(lái)的問(wèn)題是在高變比情況下，變壓器次級(jí)側(cè)的匝數(shù)過(guò)多，除了導(dǎo)致體積變大外，變壓器寄生參數(shù)帶來(lái)的影響也是不可忽略的[8]。因此在這種情況下，采用倍壓整流的方式，可以使較低的次級(jí)側(cè)電壓變?yōu)楦叩妮敵鲭妷骸?/p>

常用的倍壓電路基本結(jié)構(gòu)包括以下兩種：信克爾及科克羅夫特-沃爾頓對(duì)稱式多倍壓整流電路，圖2 a、圖2b分別為其原理圖[9]。

圖2 常用倍壓電路Fig.2 Common voltage doubler circuit

本文中僅對(duì)2倍信克爾倍壓電路進(jìn)行分析，其工作原理簡(jiǎn)述如下，負(fù)半周D1導(dǎo)通，開(kāi)始對(duì)電容C1充電，假設(shè)D1導(dǎo)通對(duì)C1充電電壓為V，那么在正半周導(dǎo)通時(shí)，變壓器次級(jí)電壓和電容C1一起對(duì)C2充電，C2兩端電壓為次級(jí)側(cè)電壓和電容C1的電壓和即為2V。沃爾頓倍壓電壓原理與此相似，但無(wú)論是哪個(gè)電路，其輸出電容的電壓都會(huì)是2倍的次級(jí)側(cè)電壓，在高壓應(yīng)用乃至高溫應(yīng)用場(chǎng)合，不一定有足夠大容值的電容可供選擇。因此相較之下，本文中的二倍壓電路設(shè)計(jì)中，兩個(gè)倍壓電容的電壓均為次級(jí)側(cè)電壓，有利于電容的選型。

雙極性控制情況下，電路工作原理較為簡(jiǎn)單。電路拓?fù)淙鐖D3所示，Q1～Q4為4個(gè)開(kāi)關(guān)管，假設(shè)開(kāi)關(guān)管和整流管都為理想器件，忽略變壓器漏感影響，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期經(jīng)歷3個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)。

圖3 倍壓整流電路Fig.3 Voltage doubler rectifier circuit

2.1 開(kāi)關(guān)模態(tài)1

圖4為開(kāi)關(guān)模態(tài)1電路示意圖，其中，開(kāi)關(guān)管Q1，Q4導(dǎo)通（見(jiàn)圖4中粗線部分），Q2，Q3關(guān)斷，變壓器二次側(cè)感應(yīng)電壓為E/n，E為輸入電壓，n為變壓器變比，且上正下負(fù)，整流二極管D1導(dǎo)通，對(duì)電容Co1充電，Co1電壓為E/n。

圖4 開(kāi)關(guān)模態(tài)1Fig.4 Switch mode 1

2.2 開(kāi)關(guān)模態(tài)2

圖5為開(kāi)關(guān)模態(tài)2電路示意圖，其中，開(kāi)關(guān)管Q2，Q3導(dǎo)通（見(jiàn)圖5中粗線部分），Q1，Q4關(guān)斷，變壓器二次側(cè)感應(yīng)電壓為E/n，且下正上負(fù)，整流二極管 D2導(dǎo)通，對(duì)電容Co2充電，Co2電壓為E/n。

圖5 開(kāi)關(guān)模態(tài)2Fig.5 Switch mode 2

2.3 開(kāi)關(guān)模態(tài)3

圖6為開(kāi)關(guān)模態(tài)3電路示意圖，其中，開(kāi)關(guān)管Q1，Q2，Q3，Q4關(guān)斷，整流管 D1，D2關(guān)斷，電容向負(fù)載輸出能量（見(jiàn)圖6中粗線部分）。

圖6 開(kāi)關(guān)模態(tài)3Fig.6 Switch mode 3

3 電路參數(shù)對(duì)電流及電壓波形的影響

3.1 DC/DC升壓比的計(jì)算

為了更簡(jiǎn)單的推導(dǎo)出轉(zhuǎn)換比，忽略開(kāi)關(guān)模態(tài)3的時(shí)間（開(kāi)關(guān)模態(tài)3在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期所占的時(shí)間極短）。在開(kāi)關(guān)模態(tài)1中，流過(guò)D1的電流可以通過(guò)下式得到[10]：

式中：Vin為輸入電壓；n為變壓器變比；Vo為輸出電壓；ID1為二極管D1電流；Z0為圖3所示電路等效阻抗；t0為起始時(shí)刻。

在開(kāi)關(guān)模態(tài)1中，可以看到，Co1的充電電流和Co2的放電電流都流過(guò)D1，同時(shí)Co2的放電電流等于負(fù)載電流，所以半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，ID1的平均值等于負(fù)載電流Io的兩倍。同樣的在另外半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，Co2被類似的充電，Co1需要提供與負(fù)載電流相同的電流值。因此電容Co1的電壓變化值ΔVo1可以推導(dǎo)如下：

式中：Ico1為流過(guò)電容Co1的電流；Ts為系統(tǒng)的周期。進(jìn)一步，通過(guò)式（2）及輸出電容Co1的偏置電壓Vo1_bias可以得到電容Co1的電壓Vo1表達(dá)式為

通過(guò)計(jì)算整流管的平均電流，可以得到負(fù)載電流為下式：

式中：ωr為系統(tǒng)的角頻率；Deff為占空比。

綜合式（3）、式（4），根據(jù)系統(tǒng)的工作頻率F可以計(jì)算得到穩(wěn)定狀態(tài)下電壓轉(zhuǎn)換比：

事實(shí)上，由于采用倍壓整流方式，變壓器副邊在開(kāi)關(guān)管全部關(guān)斷時(shí)，副邊電壓不為零，被倍壓電容鉗位，因此相比于全橋或半波等整流方式，其輸出電壓和占空比大小的線性度較差，容易出現(xiàn)占空比較小的問(wèn)題[11]。因此系統(tǒng)在50%負(fù)載時(shí)，占空比應(yīng)當(dāng)處在一個(gè)合適的區(qū)間，防止過(guò)小占空比帶來(lái)的過(guò)流或損耗發(fā)熱等問(wèn)題。

3.2 諧振對(duì)電流峰值的影響

由于變壓器副邊采用倍壓整流的方式，導(dǎo)致了整流管電流應(yīng)力會(huì)變大，這是由于在相同功率下，變壓器副邊電壓僅有輸出電壓的1/2，進(jìn)而要求副邊電流需要加倍。然而可以利用漏感和整流管之間的諧振降低整流管的電流應(yīng)力及開(kāi)關(guān)回路的開(kāi)關(guān)損耗。圖7對(duì)不同開(kāi)關(guān)頻率情況下的電流波形進(jìn)行比較，由于電路的負(fù)載是相同的，因此每種情況下，流過(guò)電流的平均值應(yīng)當(dāng)是相同的。在圖7a中，諧振頻率遠(yuǎn)小于開(kāi)關(guān)頻率，電流波形近似直線型，圖7b和圖7c中，當(dāng)諧振頻率低于開(kāi)關(guān)頻率，并逐漸增大時(shí)，電流波形更接近完整的諧振波形，并隨開(kāi)關(guān)管關(guān)斷而截止。在圖7b中，諧振頻率略小于開(kāi)關(guān)頻率，由于電流的平均值應(yīng)當(dāng)是相等的，所以準(zhǔn)正弦波形的峰值應(yīng)當(dāng)小于直線的峰值。當(dāng)諧振頻率超過(guò)開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，電流波形如圖7c所示，電流波形變?yōu)檎也ㄐ蔚恼胫芷?，顯然同樣為了平均電流的一致，正弦波形的峰值會(huì)大于準(zhǔn)正弦情況。因此根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率，適當(dāng)?shù)拇_定諧振頻率，有利于減小整流管的電流應(yīng)力，同時(shí)讓開(kāi)關(guān)回路在開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)盡可能減小峰值，可以有效地降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷損耗[12]。最后有利于減輕串聯(lián)擾動(dòng)、增加電路的可靠性。

圖7 諧振電流與開(kāi)關(guān)頻率的對(duì)比Fig.7 Comparison of resonant current and switching frequency

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與結(jié)果

為驗(yàn)證上述拓?fù)涞奶匦?，按照以下參?shù)設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源拓?fù)洌狠斎腚妷篤in=85～95 V，輸出電壓為Vout=600 V，最大功率Pmax=250 W，開(kāi)關(guān)頻率Fs=100 kHz，變比1∶n=1∶3.5，漏感Likg=0.22 μH，電感Lm=782μH，倍壓電容容值Co1=Co2=1.0μF，開(kāi)關(guān)管Q1～Q4SCT20N120，整流管 D1～D2C4D1012E。設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)室原理樣機(jī)如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)室原理樣機(jī)Fig.8 Laboratory prototype

變壓器磁芯的選擇以平面變壓器為主，如EQ或ER型磁芯。死區(qū)時(shí)間由控制芯片與開(kāi)關(guān)頻率共同決定[13]。

PWM脈寬調(diào)制電路由UC3525雙極性控制芯片、TL431可控精密穩(wěn)壓源及PC817b線性隔離光耦組成。其中UC3525芯片廣泛應(yīng)用于開(kāi)關(guān)電源的調(diào)壓及穩(wěn)定控制，它包括了推挽輸出、高精度基準(zhǔn)電壓源、欠壓鎖定和誤差放大器等功能[14-15]。通過(guò)PC817b和TL431組成的隔離反饋防止高壓輸出對(duì)輸出造成影響，并在TL431輸入側(cè)構(gòu)成局部PI反饋增加電路調(diào)整的快速性和穩(wěn)定性。反饋電壓通過(guò)隔離光耦直接送入U(xiǎn)C3525的誤差放大器輸出端。

圖9為控制及反饋電路的原理圖。

圖9 控制及反饋電路原理圖Fig.9 Schematic diagrams of control and feedback circuit

圖10為帶載情況下的電流與電壓實(shí)驗(yàn)波形，其中整流管的電流波形如圖10中通道4波形呈現(xiàn)準(zhǔn)正弦波形，因此整流管與開(kāi)關(guān)管均只有較小的導(dǎo)通與開(kāi)關(guān)損耗。同時(shí)圖10中通道1波形為輸出電壓，通道2及通道3分別為變壓器復(fù)變電壓和MOS管驅(qū)動(dòng)波形，最終的輸出不帶LC濾波輸出，整流管上的電壓始終鉗位到輸出電壓，而沒(méi)有高壓振鈴。

圖10 實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms

5 結(jié)論

本文所采用的倍壓整流方式，采用雙極性控制的方式，通過(guò)調(diào)整諧振參數(shù)，使得電流波形接近準(zhǔn)正弦波形，降低整流管及開(kāi)關(guān)電路的電流應(yīng)力。同時(shí)拋棄傳統(tǒng)的LC濾波輸出，使得系統(tǒng)的復(fù)雜度降低，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單輕便，沒(méi)有輸出電感的同時(shí)整流管沒(méi)有高頻振蕩，可以采用更低耐壓的整流管以方便選型，也省去了RC緩沖器。系統(tǒng)在200 W負(fù)載情況下，輸出效率達(dá)到90%，在20℃室溫環(huán)境下，開(kāi)關(guān)管自然散熱條件下溫升為30℃，因此本文所采用的轉(zhuǎn)換器因其高可靠性、高效率證明了其在高升壓比電路中的適用性。