高增益開關電感磁集成組合Boost-Zeta變換器

榮德生，張 熙 ，孫瑄瑨

（遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

近年來，全球化石能源告竭的問題逐漸突出，新能源如太陽能、風能等，由于其清潔而且可再生的優(yōu)點而備受關注.在新能源發(fā)電技術中，各種分布式電源的輸出端與大電網(wǎng)并網(wǎng)的技術成了關鍵技術之一，為滿足后級的并網(wǎng)逆變以及直流輸電等高電壓等級的需求，需要一種升壓能力高的 DC-DC變換器.于是高增益的DC-DC變換器成了學者們的研究熱點[1-6].

對于高增益 DC-DC變換器來說，提升電壓增益的方式主要有級聯(lián)倍壓技術、倍壓結構倍壓技術、組合倍壓技術等.文獻[7]將有源開關電感結構與開關管-二極管結構級聯(lián)，分別調(diào)節(jié)兩級的占空比從而實現(xiàn)高電壓增益的目的.文獻[8]將 2個半橋單元通過中間電容級聯(lián)，通過4個開關管交錯導通來實現(xiàn)變換器的電壓增益提升.對于文獻[7]和文獻[8]來說，雖大大提升了變換器的電壓增益，但是由于結構中開關器件過多，變換器的控制方式較為復雜，且存在位于輸出端的開關管電壓應力過大的問題.文獻[9]通過將開關電容單元與電感倍壓結構進行級聯(lián)，從而提高電壓增益，且有效地減小了開關管應力太大的問題.對于這種采用級聯(lián)方式的變換器來說，雖然變換器增益大大提升，但是其控制方式較為復雜，文獻[10]提出將Cuk變換器組合疊加開關電容結構，每疊加一個開關電容結構，變換器的電壓增益將成倍提升，開關管應力也將不斷減小.文獻[11]將Boost變換器與Buck-Boost變換器進行疊加組合，提升了變換器的電壓增益.但上述幾種變換器僅考慮通過改變變換器的拓撲結構來提升變換器的電壓增益，缺少內(nèi)部磁性元器件集成的研究，會出現(xiàn)較大的電流紋波.故文獻[12]提出組合式Sepic變換器，將拓撲中的兩個電感器進行磁集成，不僅提高變換器的電壓增益，而且減小了電感電流紋波.文獻[13]提出組合式Cuk變換器，通過磁集成的方式集成了變換器中的3個電感器，使得所有電感電流紋波均減小.但對于文獻[12]、文獻[13]來說，單獨的Sepic/Cuk進行疊加組合，倍壓能力提升得并不高，且過多的疊加組合會造成磁集成困難以及變換器的器件過多，對變換器性能造成一定的影響.文獻[14]研究了一種帶有磁集成的Zeta變換器，通過將兩個倍壓單元級聯(lián)提升了電壓增益，通過磁集成減小了變換器的電感電流紋波.

本文引入拓撲組合的思想，將Boost變換器與Zeta變換器進行組合，得到組合Boost-Zeta變換器.然后引入“LCL”型開關電感結構，對三個電感器進行磁集成，同時調(diào)整變換器的后級結構，提出高增益開關電感磁集成組合 Boost-Zeta變換器.該變換器具有較高的電壓增益，同時保留Zeta變換器輸出電流連續(xù)的特點，通過磁集成設計，給出合理的集成方案，使三電感電流紋波均減小，通過實驗證明該變換器具有較好的性能.

1 新型變換器拓撲結構

根據(jù) Boost變換器和 Zeta變換器工作方式可知，其輸入端均具有一個開關管-電感器結構，輸入端電感在開關管導通模態(tài)下均為單獨儲能，而在開關管關斷模態(tài)下均向后級釋放能量.為了提升變換器電壓增益的同時，保留兩種變換器各自的特性，將等效Boost變換器結構當作基底，向上層疊Zeta變換器的電容器-二極管-電感器（C-D-L）結構，在輸入端共用同一開關管-電感器前級結構，將等效Boost變換器與Zeta變換器的輸出端串聯(lián)，得到了組合Boost-Zeta變換器，在節(jié)省器件的同時，提升變換器的電壓增益.

“LCL”型開關電感由2個電感器、2個二極管和1個電容器組成，其工作實質為：電感器和電容器并聯(lián)儲能，串聯(lián)放電，通過替換變換器中的儲能電感，以達到提升變換器電壓增益的效果.為了進一步提高組合Boost-Zeta變換器的電壓增益，在上述組合變換器的基礎上，引入 “LCL”型開關電感結構，同時調(diào)整了變換器的后級結構，再將L3作為輸出電感，同時將變換器中的3個電感器通過磁集成技術進行集成，得到具有開關電感的磁集成高增益組合Boost-Zeta變換器，其拓撲演化過程見圖1.

圖1 開關電感磁集成組合Boost-Zeta變換器拓撲推衍Fig.1 deduction of magnetically integrated switching inductors combination boost-zeta converter

2 工作過程

做以下假設以便于原理分析：所有二極管、開關管為理想器件；電感器、電容器均為理想器件；所有電容器容量足夠大，紋波電壓可忽略.

假設三個電感器均工作在連續(xù)工作模式（Continuous Conduction Mode，CCM），令電感器L1=L2=L，電感器L3=L′；L1與L2的互感為M1，電感L1、L2與L3的互感為M2.

一個開關周期內(nèi)，變換器有3個模態(tài).圖2為各模態(tài)等效電路，其主要波形見圖3.

圖2 開關電感磁集成組合Boost-Zeta變換器工作模態(tài)Fig.2 operating modes of magnetically integrated switching inductors combination boost-zeta converter

圖3 開關電感磁集成組合Boost-Zeta變換器主要波形Fig.3 main wave forms of magnetically integrated switching inductors combination boost-zeta converter

模態(tài)I[t0～t1]：開關管S導通，二極管D1、D2導通，D3、D4反向截止，輸入電源Vin分別通過D1、D2為電感器L1、L2充電，iL1、iL2線性上升，同時Vin通過D1、D2為電容器C1充電；輸入電源Vin、電容器C3、C2通過開關管S串聯(lián)為電感器L3儲能同時給負載供電，iL3線性上升.模態(tài)I回路電壓方程為

模態(tài)II[t1～t2]：開關管S關斷，二極管D4導通，D1、D2、D3截止，電感器L1、L2電容器C1通過D4為電容器C2充電，iL1、iL2線性下降；電容器C3串聯(lián)電感器L3通過D4給電容器C4充電，iL3線性下降.模態(tài)II各回路電壓方程為

模態(tài) III[t2～t3]：開關管 S關斷，二極管D3、D4導通，D1、D2截止，電感器L1、L2電容器C1串聯(lián)通過二極管D4給電容器C2充電，同時Vin、電感器L1、L2及電容C1通過D3給電容器C3儲能，iL1、iL2線性下降；電感器L3通過D4給電容器C4儲能，iL3線性下降.工作模態(tài)III各回路電壓方程為

3 變換器性能

3.1 變換器靜態(tài)特性分析

當變換器工作在CCM下，由式（1）和式（3）得電感器在上升和下降階段電流變化量為

根據(jù)電感伏秒平衡原理，在一個周期內(nèi)電流的上升量等于下降量，由式（4）和式（5），可得

由式（8）可知，高增益組合 Boost-Zeta變換器電壓增益G為組合Boost-Zeta變換器電壓增益的2倍，說明通過替換LCL開關電感單元，變換器電壓增益成倍提升，使變換器具有更寬電壓調(diào)節(jié)范圍，避免了變換器工作在極限占空比情況.

變換器在CCM下各器件的性能參數(shù)為

在電路中電容相當于恒定電壓源的作用，其電壓紋波過大會對變換器的性能造成嚴重的影響.假設電容電壓紋波系數(shù)為Δv，f為開關頻率，電容值[15]為

一般情況下，電容電壓紋波應設計為電容電壓大小的1%，即Δv=1%.

開關管電壓應力為

各二極管電壓應力為

3.2 電流紋波分析

由式（4）、式（5）可知，電感器L1、L2、L3的電流紋波ΔiL1、ΔiL2、ΔiL3的大小既和自感有關，同時還與互感M1、M2有關.

假設L1與L2的耦合系數(shù)為電L1、L2與L3的耦合系數(shù)為電感L1(2)與L3的比值為λ=L1(2)L3，則根據(jù)式（4），在電感電流上升階段，有

令

式中，稱ε1、ε2為電感器L1、L2和電感器L3的電流紋波的減小系數(shù).

為減小電感電流紋波，只考慮電感電流紋波減小系數(shù)ε<1的情況.電感L1、L2為LCL開關電感結構，二者工作方式相同，所以在集成設計中，電感器L1、L2可全耦合[13,16].故為考慮集成磁件設計，令k1=1，紋波減小系數(shù)ε與電感耦合系數(shù)k2在不同λ下的關系見圖4.

圖4 不同 λ下 ε1、ε2與 k2的關系Fig.4 relationship between ε1, ε2 and k2 under different λ

由圖4中可以看出，當λ不同的情況下，ε1、ε2的變化趨勢也不相同.當λ不斷增大時，ε1不斷減小，且減小的趨勢不斷增加；而ε2雖然減小但其減小的趨勢越來越小.反之，當λ不斷減小時，ε1減小的趨勢逐漸減小，ε2減小的趨勢逐漸增加.由于電感器L3位于輸出端，其電流波動對后級具有一定的影響，故在實際設計中應令λ<1，選擇ε1、ε2這2個紋波系數(shù)均減小的情況，再通過調(diào)節(jié)耦合系數(shù)k1，進而調(diào)節(jié)3個電感器的電流紋波.

3.3 性能對比

將本文提出的變換器與傳統(tǒng)的Boost變換器、文獻[14]提出的磁集成高增益Zeta變換器以及文獻[10]提出的組合式Cuk變換器進行參數(shù)對比，具體對比見表1.

表1 性能對比Tab.1 performance comparison

圖5為4種變換器電壓增益對比，在上述4種變換器中，本文所提的具有開關電感的磁集成高增益Boost-Zeta變換器具有最高的電壓增益，且電壓調(diào)節(jié)范圍最寬.

圖5 變換器電壓增益對比Fig.5 converter voltage gain comparison

圖6為開關管電壓應力對比，由圖6可知，該變換器在高電壓輸出的情況下開關管電壓應力均小于輸出電壓.

圖6 變換器開關管電壓應力對比Fig.6 converter voltage and voltage stress comparison

為驗證變換器原理分析的正確性以及相同參數(shù)情況下與文獻[10]以及文獻[14]的對比，利用PSIM仿真軟件，對3種變換器進行仿真驗證.

首先，取相同輸入電壓Vin=12 V和占空比D=0.6的情況，3種變換器的輸出電壓的仿真波形見圖7.由圖7可以看出，在相同輸入電壓和占空比的情況下，本文所提變換器的輸出電壓最高，約為96 V，與理論分析完全相符，相較于文獻[10]和文獻[14]，在電壓增益上具有優(yōu)勢.

圖7 3種變換器輸出電壓波形對比Fig.7 three converter output voltage simulation waveforms

然后，對比3種變換器在相同輸入輸出情況下(Vin=12 V，Vo=96 V)，調(diào)節(jié)占空比得到變換器的主開關管電壓應力仿真，波形見圖8.由圖8可知，3種變換器的主開關管電壓應力均低于輸出電壓，對比3種變換器的電壓應力，本文所提雖略大于文獻[10]，但此情況下其占空比卻遠遠小于其他兩種變換器，體現(xiàn)出高增益、低應力的性能優(yōu)勢.

圖8 3種變換器電壓應力仿真波形Fig.8 three converter voltage stress simulation waveforms

4 變換器的磁件設計

電感器L1和L2為正向全耦合；L3和L1、L2正向耦合，其耦合系數(shù)需調(diào)節(jié).在進行電感集成設計中，為方便調(diào)節(jié)電感單元間的耦合系數(shù)，可采用“EE”型磁芯來進行設計.

磁件結構和纏繞方式見圖9.

圖9 三電感耦合磁件設計Fig.9 design of four inductively coupled magnets

根據(jù)磁芯結構，得到磁芯的磁路模型見圖10（a），其中?11、?12、?22為磁路磁阻，?g1、?g2為氣隙磁阻；電感器L1、L2的匝數(shù)為N，L3的匝數(shù)為N′.通過對磁路模型進行磁阻合并，利用對偶變換以及尺度變換，得到磁芯結構的等效電路模型見圖10（b），其中

圖10 3電感集成的“EE”型磁件模型Fig.10 three inductance integrated "EE" type magnetic parts model

由圖10（b），根據(jù)電感和磁阻之間的關系，得到電感L1、L2、L3的自感與磁阻的關系為

電感器L1、L2、L3之間的互感M與相應磁阻的關系為

式中，M1為L1與L2的互感系數(shù)；M2為L1、L2與L3的互感系數(shù)，則耦合系數(shù)k1、k2分別為

根據(jù)以上分析，電感器L1與L2為全耦合，通過調(diào)節(jié)耦合系數(shù)k2，可以設計出符合設計要求的磁件.在實際應用中，根據(jù)式（27）調(diào)節(jié)中柱氣隙大小進而可以調(diào)節(jié)耦合系數(shù)k2，再設計合理的匝數(shù)比，即可滿足設計要求.

5 實驗分析

制作一臺功率為100 W的實驗樣機，參數(shù)如下：輸入電壓Vin=12 V，輸出電壓Vo=96 V，開關頻率f=100 kHz，占空比D=0.6，電感L1=L2=20 μH，L3=80 μH，電容C1=C2=47 μF，C3=C4=100 μF.開關管選用 IRF540N，二極管型號為肖特基二極管MBR20100.變換器采用單電壓閉環(huán)控制方式，輸出電壓用 LV-25P霍爾傳感器進行采樣，以TMS320F28335作為主控，采用增量式PI控制方式，通過 EPWM 調(diào)制模塊產(chǎn)生 PWM 經(jīng)過驅動光耦HCPL-3120驅動開關管，保證變換器的輸出電壓穩(wěn)定，變換器的控制框圖見圖11.

圖11 變換器控制框圖Fig.11 converter control block diagram

由于L1(2)與L3的比值λ為0.25，根據(jù)圖4（b）可知，當耦合系數(shù)k2趨近于1時，三電感器的電流紋波均減小.故在實驗中，對于k2來說，可取k2=0.9，而電感器L1、L2由于參數(shù)相同，且為全耦合，故采用雙線并繞的方式來提高耦合度.實驗中，獨立電感器使用環(huán)形鐵硅鋁 KS106125A磁芯，磁件磁芯選擇EE32型磁芯，采用ETA5301A電流探測鉗來進行電流測量，單位為100 MV/A.測量所得獨立電感器和集成電感參數(shù)見表2.

表2 獨立電感器和集成電感參數(shù)Tab.2 independent and integrated inductance parameters

變換器輸出電壓波形見圖12，變換器電感器電流波形見圖13、圖14，開關管電壓波形見圖15.

圖12 Vin和Vo的實驗波形Fig.12 experimental waveforms of Vin and Vo

圖13 電感器L1(2)電流波形Fig.13 inductor current waveform of L1(2)

圖14 電感器L3電流波形Fig.14 inductor current waveform of L3

圖15 開關管電壓波形Fig.15 voltage waveform of the switch tube

由圖12可知，當輸入電壓為12 V時，輸出電壓約為96 V，與理論相符.由圖13、圖14可知，磁集成后，電感器L1和L2電流紋波由3.5A下降至1 A；電感器L3電流紋波由1.6 A下降至0.7A，由于漏感的存在，誤差在可接受范圍內(nèi).由圖15可知，開關管的電壓應力約為60 V，理論與實際相符合.

6 結論

（1）將Boost變換器與Zeta變換器進行組合，將“LCL”開關電感單元與磁集成技術應用于其中，提出了開關電感磁集成組合Boost-Zeta變換器.

（2）分析變換器的工作原理并根據(jù)變換器的工作特性，設計了集成磁件結構，通過實驗驗證了理論的正確性.本文所提變換器具有以下特點：Boost變換器與Zeta變換器進行組合，同時共用同一開關管-電感器前級結構，可在節(jié)省器件的同時，提升變換器的電壓增益，減小了開關管的電壓應力.將“LCL”開關電感單元引入拓撲結構，變換器的電壓增益進一步提升.

（3）通過對拓撲中的3個電感器進行磁集成，同時對集成磁件進行設計，減小了電感電流紋波，優(yōu)化了變換器的性能.