一種具有正輸出電壓的無橋CUK PFC變換器

皇甫宜耿, 王愛本, 趙犇, 馬雨輝, 馬瑞, 夏磊

(1.西北工業(yè)大學(xué)深圳研究院, 廣東 深圳 518057; 2.西北工業(yè)大學(xué) 自動化學(xué)院, 陜西 西安 710072)

隨著化石能源的枯竭和日益嚴(yán)重的環(huán)境污染問題，以集中式、化石能源發(fā)電方式為主的傳統(tǒng)電網(wǎng)正在向以分布式發(fā)電、清潔能源為主的智能電網(wǎng)轉(zhuǎn)變。微電網(wǎng)是從傳統(tǒng)電網(wǎng)向智能電網(wǎng)的過渡，開發(fā)和延伸微電網(wǎng)能夠充分促進(jìn)分布式電源與可再生能源的大規(guī)模接入[1]。微電網(wǎng)中有許多需要低壓直流電源的應(yīng)用場合，電能的傳輸、存儲、離網(wǎng)[2]，例如蓄電池充電、電解水制氫等。因此，非常有必要開發(fā)具有低輸出電壓和高效率的AC-DC變換器。橋式整流引起嚴(yán)重的電流諧波失真，因此功率因數(shù)校正(power factor correction，PFC)技術(shù)得到了快速發(fā)展。

傳統(tǒng)的單相有源功率因數(shù)校正(active power factor correction，APFC)變換器由前級橋式整流電路和后級DC/DC電路組成，常用的DC/DC電路包括Buck、Boost、Buck-Boost、CUK、Sepic和Zeta電路[3]。Buck變換器具有一段死區(qū)時間，輸入電流為零，這會導(dǎo)致較大的總諧波失真(total harmonic distortion，THD)和較低的功率因數(shù)(power factor，PF)[4-5]。Boost變換器由于輸入電流連續(xù)和較低的輸入電流THD等優(yōu)點應(yīng)用最為廣泛，但其輸出電壓高于輸入電壓、不適合低壓應(yīng)用場合[6]。Buck-Boost變換器具有輸入電流不連續(xù)、PF低的缺點[7]。Sepic變換器的缺點是輸出電流不連續(xù)，從而導(dǎo)致高輸出電壓紋波[8]。CUK變換器的輸入電流連續(xù)，紋波小，輸出電壓范圍寬，已廣泛應(yīng)用于低壓電源場合[9]。

傳統(tǒng)的CUK PFC變換器的電流導(dǎo)通路徑經(jīng)過3個功率半導(dǎo)體器件，包括整流電路中的2個二極管和DC/DC電路中的1個開關(guān)管，增加了變換器的導(dǎo)通損耗，使其效率受到了極大限制[10]。文獻(xiàn)[11]提出了3種新型的單相無橋CUK PFC變換器，它們可以減少電流路徑中1個半導(dǎo)體器件，從而降低了導(dǎo)通損耗，但無橋CUK PFC變換器的輸出電壓為負(fù)，因此需要1個附加的反相放大器電路，這會增加變換器的尺寸和成本。而且，文獻(xiàn)[11]所提出的3種變換器都有2個開關(guān)管，這增加了控制的復(fù)雜性。

為了減小變換器的尺寸和成本，參考文獻(xiàn)[12]提出了一種新型無橋CUK PFC變換器，該變換器將所有開關(guān)管與二極管進(jìn)行了翻轉(zhuǎn)，不需要反相放大器電路，使輸出電壓為正。與文獻(xiàn)[11]提出的無橋CUK PFC變換器相比，反相放大器電路被省去，從而減小了變換器的尺寸和成本。

本文提出了一種新型的無橋CUK PFC變換器。與文獻(xiàn)[12]中的無橋CUK PFC變換器相比，開關(guān)管S1上方的2個二極管D3,D4被移至輸入電感的后面，當(dāng)開關(guān)管S1在輸入電壓的正半周期導(dǎo)通時，切斷了輸入電感L1和串聯(lián)二極管D3的電流路徑，從而減少了變換器的導(dǎo)通損耗。由于二極管位置的移動，每工頻半周期內(nèi)的2個工作電容可以減小到1個，并且二極管D3,D4從高頻的大電流工作狀態(tài)到工頻的小電流工作狀態(tài)，可以使用價格較為便宜的普通整流二極管代替價格相對較高的快恢復(fù)二極管，從而減小了變換器的尺寸和成本。

1 新型正輸出無橋CUK PFC變換器工作原理分析及設(shè)計

1.1 新型無橋CUK PFC變換器工作原理分析

本文提出的新型的無橋CUK PFC變換器如圖1所示,在分析提所出的變換器之前,假設(shè)所有器件都是理想的,并且變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式(discontinuous conduction mode,DCM)下。在交流輸入電壓的1個周期內(nèi),正負(fù)半周期的工作原理相同,因此僅在正半周期對工作原理進(jìn)行分析,可以將其分為3種工作模態(tài)。定義D1為開關(guān)S1導(dǎo)通時的占空比,即t0～t1,D2是S1關(guān)斷但二極管Do導(dǎo)通的占空比,即t1～t2。

圖1 新型正輸出無橋CUK PFC變換器

模態(tài)1 [t0～t1]:主要理論波形及模態(tài)1等效電路如圖2和圖3a)所示,在此模態(tài)下,開關(guān)管S1導(dǎo)通。二極管D1正向偏置,電源給電感L2充電,輸出電感Lo兩端的電壓為VC1-Vo。假設(shè)輸入電容C1足夠大,其電壓在1個開關(guān)周期TS內(nèi)被認(rèn)為是恒定的。根據(jù)模態(tài)3中的電壓關(guān)系,可以得到VLo=Vac(t),因此Lo充電斜率為Vac(t)/Lo。電感L2和Lo的電壓電流關(guān)系為

圖2 一個開關(guān)周期內(nèi)主要理論波形

圖3 模態(tài)1～3的等效電路

(1)

(2)

流經(jīng)開關(guān)管S1的峰值電流可以表示為

(3)

式中：Vm為輸入電壓Vac(t)的幅值；D1為開關(guān)S1導(dǎo)通時的占空比；Le為L1(L2)與Lo的并聯(lián)等效電感。

模態(tài)2 [t1～t2]:在模態(tài)2中,開關(guān)S1斷開,續(xù)流二極管Do導(dǎo)通。電感L2兩端的電壓為VC1-Vac(t),在模態(tài)1中,有電壓關(guān)系:VC1=VLo+Vo,且VLo=Vac(t),所以得到VL2=Vo,因此電感L2開始以Vo/L2的斜率放電。Lo兩端的電壓等于Vo,以Vo/Lo斜率放電。放電完成后,二極管Do在零電流開關(guān)(zero current switching,ZCS)條件下關(guān)斷。電感L2和Lo的電壓電流關(guān)系為

(4)

(5)

模態(tài)3 [t2～t3]:在此模態(tài)下,僅二極管D1和D4保持導(dǎo)通給電源和負(fù)載提供一個電流路徑,此時,電感L2和Lo可以等效成電流源,電壓為零。其電壓關(guān)系為

VC1=Vac(t)+Vo

(6)

電源給電容C1充電,電容Co給負(fù)載供電。該模態(tài)一直持續(xù)到下一個開關(guān)周期TS開始。模態(tài)3持續(xù)的時間,即S1和Do都關(guān)斷的時間為

toff=TS-ton-tdon

(7)

式中：ton是開關(guān)S1導(dǎo)通的時間,即t0～t1；tdon是輸出二極管Do導(dǎo)通的時間,即t1～t2。

根據(jù)(2)式和(5)式,電感Lo在ton的充電電量等于在tdon的放電電量。占空比D1和D2的關(guān)系為

(8)

式中：M是電壓轉(zhuǎn)換比(M=Vo/Vm)；ω是輸入電壓角頻率。

1.2 新型無橋CUK PFC變換器的設(shè)計

1) 輸入電感設(shè)計

如圖2所示,輸入電感L2以Vac(t)/L2的斜率充電,輸入電流紋波ΔIL2為Vac(t)/L2與D1*Ts的乘積,可以得到輸入電感L2的值(L1一樣)

(9)

2) 電壓轉(zhuǎn)換比M

根據(jù)文獻(xiàn)[12]提出的CUK PFC變換器的大信號模型,可以得到平均輸入電流,在輸入和輸出端根據(jù)功率守恒,可以求得輸入等效電阻,進(jìn)而可以推出電壓轉(zhuǎn)換比M為[13]

(10)

3) CCM和DCM的界限[13]

為了確保所提CUK PFC變換器工作在DCM模式下,可以獲得Ke的最小值和最大值,如下所示

(11)

(12)

這里Ke為

(13)

因此,當(dāng)滿足不等式Ke

4) 輸入與輸出電容的確定

要求輸入電壓頻率fL遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率fs，諧振頻率fr根據(jù)(15)式確定。可以確定輸入電容C1的值。變換器輸出紋波頻率是輸入電源頻率的2倍。當(dāng)半個周期內(nèi)的輸出電流全部由輸出電容Co提供時，可以得到Co。

fL

(14)

(15)

(16)

5) 開關(guān)管與二極管上的電壓電流應(yīng)力分析

基于圖3,可以得到以下開關(guān)管和二極管的電壓和電流應(yīng)力表達(dá)式。

VD1,D2max=Vacmax

(17)

VD3,D4,Domax=Vacmax+Vo

(18)

VS1max=Vacmax+Vo

(19)

IDmax=IS1max=Iacmax+ΔIL

(20)

式中：VD1,D2max是二極管D1和D2上的最大電壓應(yīng)力;VD3,D4,Domax是二極管D3和D4和Do上的最大電壓應(yīng)力;VS1max和IS1max分別是開關(guān)S1上的最大電壓和電流應(yīng)力;IDmax是所提CUK PFC變換器二極管上的最大電流應(yīng)力;ΔIL是電感L1或L2上的電流紋波。

2 仿真結(jié)果分析

基于以上對所提新型的CUK PFC變換器的分析和設(shè)計,搭建了PSIM電路仿真模型,進(jìn)行驗證。具體仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

圖4a)為輸入電壓電流波形,可以看出,輸入電壓電流同相位,保持了較好的正弦性;圖4b)是開關(guān)S1滿載時的電壓和電流波形,開關(guān)S1在ZVS條件下導(dǎo)通;圖4c)是輸出二極管Do的電壓和電流波形,可以看出Do在ZCS條件下關(guān)斷?？刂扑酑UK PFC變換器工作在DCM模式下可以降低變換器的開關(guān)損耗。

圖4 仿真波形

3 實驗結(jié)果分析

表2給出了所提CUK PFC變換器所用器件的型號和參數(shù)。實驗平臺如圖5所示,包括主電路、驅(qū)動電路、控制器、電壓差分探頭、高頻電流探頭和功率分析儀等?？刂乒δ芡ㄟ^dSPACE實現(xiàn),由于變換器工作在DCM模式下,省去了電流控制環(huán),只需要1個電壓外環(huán),采集輸出電壓信號,反饋到dSPACE中,與給定參考電壓比較,得到誤差信號,通過PI調(diào)節(jié)后得到輸出占空比,從而保證變換器輸出電壓的穩(wěn)定性。

表2 器件型號參數(shù)

圖5 CUK PFC變換器實驗平臺

實驗結(jié)果與仿真結(jié)果吻合,開關(guān)S1在ZVS條件下開通,Do在ZCS條件下關(guān)斷,分別如圖6a)、6b)所示。從而減少了變換器的開關(guān)損耗,提高了變換器的效率。

圖6 滿載時開關(guān)S1 ZVS導(dǎo)通與二極管Do ZCS關(guān)斷

圖7a)至7c)是變換器分別帶載100%、50%和30%的輸入電壓和電流波形。滿載時輸入電流THD為3.78%、PF為0.995 7。隨著負(fù)載的減小，輸入電流幅值變小，正弦性變差，帶載30%時正弦性最差，滿載時正弦性最好。圖8是所提變換器在不同輸出功率下的效率折線圖，最差效率為輸出30 W時的86.05%，最高的效率為輸出150 W時的94.86%。

圖7 不同負(fù)載下輸入電壓電流波形

圖8 所提變換器的在不同輸出功率下效率圖

4 結(jié) 論

提出了一種新型無橋CUK PFC變換器拓?fù)?，無需附加反向放大器電路即可使變換器輸出電壓為正，通過優(yōu)化拓?fù)?，減少了1個輸入電容。該變換器工作在DCM下，不需要電流控制環(huán)，從而簡化了控制電路。此外，所提出的變換器前級4個二極管都工作在工頻小電流工作狀態(tài)，可以選擇普通整流二極管代替快恢復(fù)二極管，進(jìn)一步減小了變換器的體積和成本。對所提無橋CUK PFC變換器的工作原理進(jìn)行了理論分析，仿真和實驗驗證。實驗結(jié)果表明，開關(guān)S1在ZVS條件下導(dǎo)通，輸出二極管Do在ZCS條件下關(guān)斷，從而降低了開關(guān)損耗，提高了變換器的效率。變換器滿載時PF為0.995 7，輸入電流THD為3.78%，最佳效率為94.86%。