一種應(yīng)用于光伏電站的無源箝位移相全橋變換器

李 明

（青海民族大學(xué)計(jì)算機(jī)學(xué)院，西寧 810007）

光伏并網(wǎng)逆變器是將太陽電池所輸出的直流電轉(zhuǎn)換成符合電網(wǎng)要求的交流電的核心設(shè)備。光伏并網(wǎng)逆變器的性能影響和決定整個(gè)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)是否能夠穩(wěn)定、安全、可靠、高效地運(yùn)行，同時(shí)也是影響整個(gè)系統(tǒng)使用壽命的主要原因。DC/DC高頻隔離型光伏并網(wǎng)逆變器具有電氣隔離、質(zhì)量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)，單機(jī)容量在幾kW以內(nèi)，系統(tǒng)效率大約在93%左右[1]。

DC/DC變換器是高頻隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的核心部件，對(duì)設(shè)備的運(yùn)行起到至關(guān)重要的作用。隨著對(duì)電源變換模塊體積和效率的要求不斷提高，移相全橋DC/DC變換器開關(guān)頻率越來越高[2]。

傳統(tǒng)移相全橋變換器缺點(diǎn)是二次側(cè)會(huì)出現(xiàn)占空比丟失，因?yàn)橐淮蝹?cè)電流換相的過程中可能會(huì)不足以給負(fù)載供電，造成二次側(cè)整流橋的所有二極管導(dǎo)通，負(fù)載處于續(xù)流狀態(tài)，其兩端電壓為零，這樣就會(huì)導(dǎo)致二次側(cè)丟失了部分電壓方波，占空比減小[3-4]。此外，變換器的開關(guān)管電壓應(yīng)力箝位在高輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合，需要選取高電壓等級(jí)、導(dǎo)通電阻較大的MOSFET，從而增加了變換器電路成本和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，降低了變換器的效率。文獻(xiàn)[5]提出了一種新型大功率等級(jí)的DC-DC變換器拓?fù)浞桨?，提高光伏系統(tǒng)總效率，但未實(shí)現(xiàn)高升壓比，無法應(yīng)用于中高壓直流電網(wǎng)的接入[6-8]。文獻(xiàn)[9]采用Boost變換器，當(dāng)輸入和輸出電壓相差很大時(shí)，占空比接近于1，升壓電感電流紋波很大，開關(guān)管關(guān)斷電流也很大，因此開關(guān)管的開關(guān)損耗較大，使變換效率較低。文獻(xiàn)[10-11]分別提出了一種含有有源軟開關(guān)輔助電路的直流升壓變換器，其變換器的工作效率由于軟開關(guān)的應(yīng)用得到了相應(yīng)的提升，但在該類變換器中由于開關(guān)管數(shù)量的增加，導(dǎo)致控制方式變得更為復(fù)雜，在變換器工作于高頻狀態(tài)時(shí)，電路的電磁干擾特性較差。

本文設(shè)計(jì)了一種二次側(cè)帶無源箝位移相全橋電路?？蓪?shí)現(xiàn)全軟開關(guān)，其中超前臂通過開關(guān)的并聯(lián)電容和二次側(cè)的大濾波電感實(shí)現(xiàn)零電壓開通，滯后臂通過一次側(cè)變壓器漏感和二次側(cè)的箝位電容實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。該電路不僅具有高頻電氣隔離的特點(diǎn)，減少了占空比丟失，同時(shí)前后級(jí)控制相互獨(dú)立，控制簡(jiǎn)單，后級(jí)電路器件承受的電壓應(yīng)力低，控制方式不需要更多變動(dòng)，電壓輸出穩(wěn)定，紋波系數(shù)小，適用于高頻、大功率、高功率密度場(chǎng)合[12]。

1 研究對(duì)象的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 無源箝位移相全橋電路Fig.1 Passive clamp phase-shift full-bridge circuit

1.2 工作原理

變流器的工作時(shí)序圖如圖2所示，開關(guān)管S1～S4分別為4個(gè)開關(guān)所對(duì)應(yīng)的狀態(tài)，S1、S4觸發(fā)脈沖一致，S2、S3觸發(fā)脈沖相同，二者相差180°。uAB為一次側(cè)的電壓波形，uCD為二次側(cè)的電壓波形，ip為一次側(cè)電流波形。同時(shí)要對(duì)拓?fù)溥M(jìn)行驗(yàn)證，需要滿足以下條件：

圖2 變流器控制時(shí)序Fig.2 Control sequence of the converter

（1）電路中所用到的二極管、開關(guān)、電感、電容、電阻均為理想元件；

（2）二次側(cè)的兩個(gè)串聯(lián)電路的所有參數(shù)嚴(yán)格一致，包括變壓器參數(shù)；整流全橋電路所有二極管；無源箝位電路的二極管、電容；濾波電路的電容、電感；

（3）輸出濾波電感夠大，可以看作電流源；輸出濾波電容足夠大，可以看作電壓源。

由于在一個(gè)工作周期內(nèi)開關(guān)信號(hào)、電壓、電流波形是對(duì)稱的，接下來以t0為起始時(shí)刻，對(duì)該變換器的半個(gè)工作周期內(nèi)各個(gè)階段進(jìn)行講述，分析其工作原理。

（1）工作狀態(tài)1(t0～t1)如圖3所示。在該階段起始時(shí)刻，S1和S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，但是此時(shí)一次側(cè)電流下降為0，為S4實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷做好準(zhǔn)備，此時(shí)一次側(cè)與二次側(cè)電壓也為0，兩個(gè)箝位電容C1、C2在上一個(gè)周期結(jié)束放電，整流全橋的8個(gè)二極管進(jìn)行續(xù)流，全部導(dǎo)通。

（2）工作狀態(tài)2(t1～t2)如圖4所示。在該階段起始時(shí)刻，S4導(dǎo)通。原先一次側(cè)的電流為0，但由于存在電壓漏感，使得一次側(cè)電流不能突變，故S4實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通。此時(shí)S1與S4同時(shí)導(dǎo)通，一次側(cè)電流開始上升，由于此時(shí)一次側(cè)電流剛開始上升，不能支撐負(fù)載電流，二次側(cè)的整流二極管仍舊處于續(xù)流狀態(tài)，全部導(dǎo)通，因此二次側(cè)電壓uCD為0。

圖4 工作狀態(tài)2Fig.4 Working state 2

圖5 工作狀態(tài)3Fig.5 Working state 3

圖6 工作狀態(tài)4Fig.6 Working state 4

圖7 工作狀態(tài)5Fig.7 Working state 5

圖8 工作狀態(tài)6Fig.8 Working state 6

變換器下半周期的工作狀態(tài)與上半周期類似，但是波形相反。

2 控制策略

2.1 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)

為了提高電路的效率，需要在電路中采用軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)開關(guān)的零電壓ZVS（zero voltage switch）和零電流ZCS（zero current switch）通斷[13]。電路通過超前臂開關(guān)并聯(lián)的電容充放電與二次側(cè)的大濾波電容實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，滯后臂開關(guān)則通過一次側(cè)的變壓器漏感與二次側(cè)的箝位電容充放電實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

（1）超前臂零電壓開關(guān)。

式中：Ip為一次側(cè)電流有效值；UCD為二歇側(cè)電壓有效值。

（2）滯后臂零電流開關(guān)。

由對(duì)稱工況可知，在工作狀態(tài)1之前的一個(gè)狀態(tài)，箝位電容C1與C2開始放電，并在工作狀態(tài)1期間放電完畢，從而一次側(cè)電流下降為0。在工作周期2時(shí)刻，由于一次側(cè)漏感Lk的存在，S2可以零電流導(dǎo)通。因此鉗位電容所儲(chǔ)存的能量必須大于一次側(cè)漏感所儲(chǔ)存的能量。對(duì)于MOS管來說，存在著一個(gè)開通時(shí)間ton，需要遠(yuǎn)小于工作狀態(tài)2的時(shí)間(t2-t1)。根據(jù)這兩條約束，可以得出滯后臂實(shí)現(xiàn)零ZCS的條件為

2.2 電壓應(yīng)力分析

二次側(cè)加入輔助箝位電路后，整流二極管兩端的電壓被限制，電壓尖峰得到抑制，與傳統(tǒng)硬開關(guān)變換器相比，無需再添加緩沖電路。但二次側(cè)加入電容后會(huì)增加整流二極管的電壓應(yīng)力，這對(duì)器件會(huì)有一定影響。圖9是該拓?fù)渑c其他添加次級(jí)輔助電路的結(jié)構(gòu)對(duì)比。

圖9 幾種次級(jí)輔助電路拓?fù)鋵?duì)比Fig.9 Comparison among several secondary auxiliary circuit topologies

箝位電容的選取直接影響到整流二極管尖峰抑制的效果和滯后橋臂的零電流開關(guān)。

由此可得箝位電容兩端在t2時(shí)刻達(dá)到的最大電壓為

整流二極管的電壓在t2也達(dá)到最大值，即

由式（6）可得整流二極管電壓與占空比的關(guān)系曲線，如圖10（a）所示，上述幾種拓?fù)鋵?duì)應(yīng)的二極管最大應(yīng)力如圖10（b）所示。

圖10 整流二極管電壓與占空比關(guān)系以及二極管最大應(yīng)力對(duì)比Fig.10 Relationship between rectifier diode voltage and duty cycle，and comparison of maximum stress in diode

由圖10可知二極管承受電壓與開通占空比呈比例關(guān)系，占空比越大，電壓應(yīng)力越??；反之，占空比越小，電壓應(yīng)力越大。正常情況下為達(dá)到技術(shù)要求，一般設(shè)計(jì)整流二極管的電壓應(yīng)力為nUin的1.2倍。圖9（b）相對(duì)于（a）的所用的輔助器件少了很多，但由于兩個(gè)電容串聯(lián)和漏感的作用使得諧振電壓很大，最大可達(dá)到UO的兩倍，圖9（c）的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，不需要額外的輔助二極管，減少損耗，同時(shí)整流橋電壓的應(yīng)力峰值可以根據(jù)開關(guān)器件相移角和諧振電路的參數(shù)的調(diào)整而調(diào)整。

相對(duì)于傳統(tǒng)移相全橋電路來說，a、b、c三種方法都在二次側(cè)增加了帶電感、電容的次級(jí)輔助電路，成本增加，但減小和避免了換相失敗的風(fēng)險(xiǎn)和器件損耗，解決了占空比丟失的問題。通過表1可以看出，所提的方法使用的器件個(gè)數(shù)少，效果明顯。

表1 不同結(jié)構(gòu)拓?fù)涞谋容^Tab.1 Comparison among different topologies

2.3 最大功率點(diǎn)跟蹤控制

本文設(shè)計(jì)的DC-DC變換器的控制策略如圖11所示。采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)[14-16]，將光伏板輸入電壓Upv電流ipv經(jīng)過MPPT模塊后得到的電壓與輸出的電壓Uo進(jìn)行對(duì)比，將偏差經(jīng)過PI控制器調(diào)節(jié)，采取電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的方法，得到的脈動(dòng)進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制，從而實(shí)現(xiàn)整個(gè)升壓的控制。

圖11 DC/DC控制電路Fig.11 DC/DC control circuit

其中最大功率追蹤MPPT選用改進(jìn)的電導(dǎo)增量法。電導(dǎo)增量法的原理如下。

光伏陣列的功率及導(dǎo)數(shù)可表示為

定義電導(dǎo)和電導(dǎo)增量為

最大功率時(shí)有dP/dU=0，整理有：

圖12 改進(jìn)的電導(dǎo)增量法流程Fig.12 Flow chart of improved conductance increment method

通過上述流程圖進(jìn)行判斷得到下一次步長(zhǎng)的取值，進(jìn)而得出下一次迭代的電流和電壓值。

3 仿真驗(yàn)證

移相全橋主電路的參數(shù)如表2所示。

表2 移相全橋主電路的參數(shù)Tab.2 Parameters of phase-shift full-bridge main circuit

設(shè)置開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間如圖13所示，可見，3個(gè)開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間占整個(gè)周期比例較小，故占空比損耗可以忽略不計(jì)。

圖13 一次側(cè)開關(guān)管的調(diào)制信號(hào)Fig.13 Modulation signal of primary-side switch tube

3.1 整流二極管電壓應(yīng)力分析

如圖14（a）示，開通時(shí)刻整流橋的最大電壓應(yīng)力為nUin的160%。改變箝位電容C1容量，由50 μF減至25 μF，整流橋的最大應(yīng)力減小，降至145%，如圖14（b）所示。降低開通占空比D至60%，電壓應(yīng)力明顯下降，降至nUin的130%，如圖14（c）所示。當(dāng)調(diào)整變壓器漏感Lk降至0.3 μH時(shí)，可以看到整流橋最大應(yīng)力幾乎為nUin，如圖14（d）所示。故對(duì)于本文的模型，通過適當(dāng)調(diào)整開關(guān)器件相移角和諧振電路的參數(shù)可以調(diào)整器件的最大電壓應(yīng)力。

圖14 不同參數(shù)對(duì)電壓應(yīng)力的影響Fig.14 Effects of different parameters on voltage stress

3.2 最大功率跟蹤及抗擾動(dòng)分析

變光強(qiáng)情況下，電流、功率、電壓的仿真波形如圖15所示。在仿真中，光強(qiáng)輸入側(cè)是一個(gè)階躍信號(hào)，在30 ms和70 ms分別改變光強(qiáng)輸入的階躍信號(hào)，將其看成擾動(dòng)信號(hào)，可以看到，在30 ms后光強(qiáng)從1 000 W/m2降到600 W/m2，電壓電流隨之降低，在50 ms時(shí)通過功率追蹤后趨于穩(wěn)定。光強(qiáng)越小，光伏板的電流-電壓特性曲線就越往下移，最大功率點(diǎn)電壓也越小，電流與功率也越小。70 ms后升高信號(hào)，電壓電流值立刻回升，功率點(diǎn)在73 ms達(dá)到最大穩(wěn)定，響應(yīng)速度快。同時(shí)也可以看出在電壓達(dá)到一定值之前，電流保持不變，到達(dá)一定值之后，電流急速下降，這與光電池電流-電壓特性一致[17]。然后在電壓到達(dá)最大之后基于MPPT算法電壓開始減小并產(chǎn)生波動(dòng)，仿真所得圖形與理論分析一致。

圖15 變光強(qiáng)情況下MPPT算法效果Fig.15 Effect of MPPT algorithm under variable light intensities

變溫情況下，電流、功率、電壓的仿真波形如圖16所示。在仿真中，溫度輸入側(cè)是一個(gè)階躍信號(hào)，在30 ms從25℃升高到60℃，在70 ms回到了25℃?？梢钥吹皆诓ㄐ螆D中30 ms時(shí)，電壓從260 V降低到了235 V，電流與功率均有所降低，在3 ms后趨于穩(wěn)定。70 ms時(shí)升高溫度，將其看成擾動(dòng)，電流與電壓也立刻回升[18]，功率點(diǎn)在2 ms后到達(dá)最大且穩(wěn)定。根據(jù)之前的分析，溫度越大，光伏板的電流-電壓特性曲線就越往下移，最大功率點(diǎn)電壓也越小，電流與功率也越低，仿真圖形與理論分析一致。

圖16 變溫情況下MPPT算法效果Fig.16 Effect of MPPT algorithm under variable temperatures

根據(jù)兩個(gè)波形圖可以看出該算法對(duì)于最大功率點(diǎn)的跟蹤速度較快，而且跟蹤效果穩(wěn)定。在外界出現(xiàn)擾動(dòng)的時(shí)候，光伏的電壓波動(dòng)在合理的范圍之內(nèi)，是一種可靠的算法。

3.3 軟開關(guān)的驗(yàn)證

在軟開關(guān)過程中，電流與電壓處存在一個(gè)死區(qū)，由于流過開關(guān)的電流是從開關(guān)開通的時(shí)刻開始上升，因此可以用開關(guān)信號(hào)代替開關(guān)的電流狀態(tài)。由于開關(guān)信號(hào)最大為1，因此在進(jìn)行比較時(shí)需要將導(dǎo)通信號(hào)放大一定倍數(shù)。在進(jìn)行驗(yàn)證時(shí)，采取開關(guān)兩端的電壓Ug與導(dǎo)通信號(hào)Dg進(jìn)行比較。在進(jìn)行驗(yàn)證時(shí)，采取開關(guān)兩端的電壓Ug與導(dǎo)通信號(hào)Dg進(jìn)行比較。

圖17 滯后臂軟開關(guān)仿真Fig.17 Simulation of lagging-leg soft switching

圖18 超前臂軟開關(guān)仿真Fig.18 Simulation of leading-leg soft switching

3.4 升壓驗(yàn)證

輸入、輸出電壓與電流波形如圖19所示，由圖19分析可以得出，電壓電流在很短時(shí)間的波動(dòng)后進(jìn)入穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)，均無超調(diào)。電壓實(shí)現(xiàn)了從260 V升壓到2 000 V，響應(yīng)速度快。穩(wěn)定后輸出電壓紋波系數(shù)為0.12%，輸出電流紋波系數(shù)為0.10%，與傳統(tǒng)全橋升壓變換器相比，電壓增益增高，穩(wěn)定性得到了很大提升。

圖19 輸入、輸出電壓與電流波形Fig.19 Waveforms of input/output voltage and current

4 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了一種新型的無源箝位移相全橋變換器，整流電路選取移相全橋電路，二次側(cè)添加由一個(gè)電容兩個(gè)二極管組成無源箝位輔助電路?？蓪?shí)現(xiàn)全軟開關(guān)，該電路不僅具有高頻電氣隔離的特點(diǎn)，升壓效果良好，改善了占空比丟失，而且響應(yīng)速度快，無超調(diào)且紋波系數(shù)小。同時(shí)前后級(jí)控制相互獨(dú)立，控制簡(jiǎn)單，后級(jí)電路器件承受的電壓應(yīng)力低，控制方式不需要更多變動(dòng)，電壓輸出穩(wěn)定，紋波系數(shù)小，適用于高頻、大功率、高功率密度場(chǎng)合?；诠夥娫丛O(shè)計(jì)了控制策略，實(shí)現(xiàn)了最大功率追蹤，具有良好的抗擾動(dòng)性。并通過仿真進(jìn)行理論驗(yàn)證，為大型光伏電站遠(yuǎn)距離傳輸能量提供新的理論支撐。