諧波電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器多次采樣的改進(jìn)功率控制

董 寧，何 山，2，王維慶，2，袁 至，2，邱瑞東，白云長

（1.新疆大學(xué) 電氣工程學(xué)院，新疆 烏魯木齊830049；2.可再生能源發(fā)電與并網(wǎng)控制教育部工程研究中心，新疆 烏魯木齊 830049）

0 引言

近年，我國風(fēng)電技術(shù)取得巨大進(jìn)步[1]～[4]。并網(wǎng)逆變器作為可再生能源發(fā)電、大規(guī)模儲(chǔ)能系統(tǒng)的并網(wǎng)接口，在并網(wǎng)發(fā)電過程中具有重要作用，是提高風(fēng)電系統(tǒng)電能質(zhì)量及可靠性的關(guān)鍵設(shè)備[5]～[7]。

電網(wǎng)系統(tǒng)中的5，7次諧波電壓含量最高，危害也最大[8]。網(wǎng)側(cè)逆變器矢量控制受諧波電壓影響，致使并網(wǎng)電流混入低次諧波[9]，有功、無功功率產(chǎn)生倍頻波動(dòng)，從而可能導(dǎo)致直流母線電壓失去平衡，破壞系統(tǒng)穩(wěn)定性，降低系統(tǒng)輸出電能質(zhì)量[10]，[11]。文獻(xiàn)[12]提出一種抑制并網(wǎng)低次諧波電流分量的交叉耦合控制策略，可有效降低諧波電流含量，但不能有效抑制功率波動(dòng)。文獻(xiàn)[13]，[14]針對(duì)5，7次諧波電壓情況，采用多次采樣下電流正、負(fù)序分離的矢量控制方法抑制并網(wǎng)電流畸變，取得了較好的抑制效果，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定裕度，但方法復(fù)雜，且未考慮有功、無功功率波動(dòng)。針對(duì)并網(wǎng)電流正弦性與抑制功率波動(dòng)不能兼顧的問題，文獻(xiàn)[15]在靜止坐標(biāo)系下，提出了利用瞬時(shí)功率直接計(jì)算電流參考指令的控制策略，采用加權(quán)思想實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器電流/功率質(zhì)量的協(xié)同控制，提高了系統(tǒng)運(yùn)行性能，但需要復(fù)雜的計(jì)算過程與公式推導(dǎo)。文獻(xiàn)[16]，[17]提出直接功率控制策略（Direct Power Control，DPC），由功率控制環(huán)代替電流控制環(huán)，降低了系統(tǒng)算法的復(fù)雜程度，以直接控制所產(chǎn)生的瞬時(shí)功率來消除諧波對(duì)功率的擾動(dòng)，平抑由諧波引起的功率波動(dòng)，從而穩(wěn)定直流側(cè)母線電壓。在理想電網(wǎng)運(yùn)行條件下，具有良好的輸出特性，但在諧波電網(wǎng)下，并網(wǎng)電流、功率均會(huì)存在倍頻波動(dòng)。

針對(duì)以上問題，本文提出在5，7次諧波電網(wǎng)電壓下，將多次采樣策略直接應(yīng)用到功率加前饋諧波補(bǔ)償器中，改進(jìn)的功率控制策略可以根據(jù)實(shí)際并網(wǎng)工況需求的不同，進(jìn)行電流和功率控制目標(biāo)的選擇，達(dá)到系統(tǒng)的運(yùn)行要求。此外，多次采樣策略的應(yīng)用，可改善諧振控制器在兩種控制目標(biāo)下的諧波抑制效果，獲得更好的輸出電能質(zhì)量。

1 并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型

并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中：ugn（n=a，b，c）為電網(wǎng)三相電壓；R，L為并網(wǎng)進(jìn)線電阻、電感；ign為逆變器輸出的三相并網(wǎng)電流；usn為逆變器側(cè)三相電壓；Udc為直流側(cè)母線電壓。

圖1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of grid connected inverter

由圖1可知，在基頻dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，采用電網(wǎng)電壓d軸定向控制，即ugq=0，可得直接功率控制方式下電壓源逆變器（Voltage Source Inverter，VSI）的電壓方程為[10]

式中：ugd，ugq為dq坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓；igd，igq為dq坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器輸出電流；usd，usq為dq坐標(biāo)系下逆變器側(cè)電壓；ωg為電網(wǎng)電壓角頻率；Pg為并網(wǎng)逆變器輸出的有功功率；Qg為并網(wǎng)逆變器輸出的無功功率。

在電網(wǎng)系統(tǒng)中，電網(wǎng)電壓除基頻分量，還含有較高的5倍頻負(fù)序分量與7倍頻正序分量，7次以上諧波含量相對(duì)較小，可以忽略。此時(shí)，并網(wǎng)電流主要含有5，7次諧波成分，并網(wǎng)逆變器輸出有功、無功功率表現(xiàn)為6倍頻波動(dòng)。傳統(tǒng)控制策略須要分離電網(wǎng)電壓、電流中的諧波分量，用于計(jì)算相應(yīng)的功率補(bǔ)償，增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜性與難度。

2 增加前饋諧波補(bǔ)償器的改進(jìn)DPC策略

2.1 并網(wǎng)逆變器改進(jìn)DPC策略

本文提出了諧波電網(wǎng)下并網(wǎng)逆變器的改進(jìn)DPC策略，該策略由功率控制環(huán)代替了電流控制環(huán)，無須對(duì)電壓、電流進(jìn)行正、負(fù)序分離，降低了控制算法的難度，提高了并網(wǎng)功率和直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定性。在此基礎(chǔ)上，添加了前饋諧波補(bǔ)償器，其采用矢量比例積分（Vector Proportional Integrator，VPI）諧振調(diào)節(jié)器來抑制諧波電流或功率波動(dòng)，分別通過選取igd，igq和Pg，-Qg作為輸入的反饋信號(hào)，設(shè)定補(bǔ)償環(huán)節(jié)中的給定值為0，將反饋量與給定值進(jìn)行比較，得到差值后，由諧振控制器對(duì)其進(jìn)行調(diào)節(jié)，便可得到不同控制目標(biāo)下的補(bǔ)償值，將補(bǔ)償值輸入到電壓控制量中，從而調(diào)節(jié)系統(tǒng)PWM脈沖波，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器在DPC下的兩個(gè)獨(dú)立控制目標(biāo)，其控制框圖如圖2所示。圖中：Pg*，Qg*為有功、無功功率參考值；PLL為鎖相環(huán)，用于跟蹤電網(wǎng)基波頻率與相位；θg為電網(wǎng)電壓矢量位置角度；usabc為PWM模塊控制信號(hào)。

圖2 諧波電網(wǎng)下改進(jìn)功率控制框圖Fig.2 Improved power control block diagram under harmonic grid conditions

電壓補(bǔ)償項(xiàng)Δugd，Δugq分別為

通過控制目標(biāo)選擇模塊得到反饋信號(hào)，輸送給VPI前饋諧振控制器，選擇igd，igq作為輸入信號(hào)時(shí)，逆變器將輸出三相正弦的并網(wǎng)電流；選擇Pg，-Qg作為輸入信號(hào)時(shí)，逆變器將輸出平穩(wěn)的有功、無功功率，從而實(shí)現(xiàn)兩個(gè)目標(biāo)獨(dú)立控制。

2.2 前饋諧波補(bǔ)償器

VPI諧振控制器可以通過設(shè)定諧振頻率，使其在指定頻率處呈現(xiàn)高增益，其它頻率處幅值迅速衰減，無明顯調(diào)節(jié)作用，適用于抑制固定振蕩頻率的波動(dòng)分量，其傳遞函數(shù)為

式中：ωc為諧振頻率處帶寬，取值5～15 rad/s，本文取ωc=10 rad/s；Kp，Ki分別為比例、積分系數(shù)，可以調(diào)節(jié)控制器帶寬，可以影響控制器的增益、帶寬；5，7次諧波經(jīng)過Park變換，在dq坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)變?yōu)?次諧波，因此并網(wǎng)電流及有功、無功功率均表現(xiàn)為6倍頻波動(dòng)，選取k=6；ωg=100πrad/s。根據(jù)文獻(xiàn)[8]中VPI參數(shù)設(shè)計(jì)方法，求得Kp=1.38，Ki=34.5，通過諧振控制器來抑制兩種控制目標(biāo)下的諧波分量。

改進(jìn)功率控制策略結(jié)合空間矢量調(diào)制PWM脈沖波控制功率開關(guān)管的開通與關(guān)斷。作為并網(wǎng)逆變器控制方法，具有結(jié)構(gòu)簡單、響應(yīng)性能好的優(yōu)點(diǎn)，但PWM在基于數(shù)字控制過程中的延時(shí)，對(duì)諧振控制器影響較大，導(dǎo)致其實(shí)際諧振頻率偏離理論設(shè)定頻率，致使兩種控制目標(biāo)下的諧波抑制效果較差。因此，延時(shí)問題不能忽視。

3基于多次采樣的PWM調(diào)制

3.1 多次采樣控制原理

在不改變開關(guān)頻率fs的前提下，多次采樣控制通過改變采樣頻率fc，實(shí)現(xiàn)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)多次采樣，同時(shí)更新調(diào)制信號(hào)，即fc=Mfs（M為采樣系數(shù)）。M≥2為多次采樣，M=2為一種特殊情況，兩次采樣，即兩次裝載。PWM調(diào)制原理如圖3所示。

圖3單次和兩次裝載PWM調(diào)制Fig.3 Diagram of single-update and double-update PWM

圖中：Ts為開關(guān)周期；Tc為采樣周期。

DSP數(shù)字控制過程中PWM延時(shí)包括更新延時(shí)Tc/2和一拍滯后延時(shí)Tc。單次裝載時(shí)Tc=Ts，總延時(shí)時(shí)間為Tc/2+Tc=3 Tc/2=3 Ts/2；兩次裝載時(shí)Tc=Ts/2。因此，總延時(shí)時(shí)間為3 Ts/4。與單次裝載相比，控制延時(shí)有所減?。划?dāng)M次裝載時(shí)，總延時(shí)時(shí)間Td=3Ts/（2M）；可見，增加裝載次數(shù)可進(jìn)一步減小延時(shí)，當(dāng)M→∞時(shí)，即可視為模擬控制中的自然采樣。

3.2 采樣次數(shù)M對(duì)諧振調(diào)節(jié)器控制精度的影響

為分析M對(duì)諧振調(diào)節(jié)器性能的影響，分別繪制單次裝載（Tc=Ts），2次裝載（Tc=Ts/2）與8次裝載（Tc=Ts/8）時(shí)bode圖，如圖4所示。

圖4 諧振調(diào)節(jié)器在不同裝載次數(shù)下的bode圖Fig.4 Bode diagram of resonance regulator under different loading times

設(shè)定諧振頻率為300 Hz，由圖4可見，3種裝載情況下的實(shí)際諧振頻率有所不同。其中，單次裝載時(shí)偏離理論設(shè)定頻率較大，為278 Hz，因此對(duì)6倍頻波動(dòng)的電流分量或功率分量控制性能較差；2次裝載時(shí)實(shí)際諧振頻率與單次裝載相比有所減小，為291Hz；當(dāng)8次裝載時(shí)，實(shí)際諧振頻率達(dá)到理論設(shè)定頻率300 Hz。可見，采樣系數(shù)M越大，諧振控制器對(duì)諧波電流或功率的控制精度越高。

4 基于DPC策略的并網(wǎng)逆變器仿真及分析

4.1 仿真參數(shù)選取

在Simulink中搭建7 kW并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)模型，對(duì)不同控制策略情況下的仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比，仿真參數(shù)選取如表1所示。

表1 仿真參數(shù)Table 1 Simulation parameters

4.2 傳統(tǒng)DPC策略

并網(wǎng)逆變器采用傳統(tǒng)直接功率控制策略仿真，在0.5 ～0.6 s向電網(wǎng)電壓分別注入10%的負(fù)序5次諧波和正序7次諧波，對(duì)電流做FFT分析，仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 理想和諧波電網(wǎng)情況下直接功率控制仿真圖Fig.5 Simulation diagram of direct power control in ideal and harmonic grid conditions

由圖5可知，并網(wǎng)電流波形發(fā)生畸變，有功功率、無功功率產(chǎn)生大幅度波動(dòng)，并網(wǎng)電流的5，7次諧波含量較高，不能滿足《電能質(zhì)量·公用電網(wǎng)諧波》標(biāo)準(zhǔn)名稱中奇次諧波低于4%的要求。

4.3 并網(wǎng)電流正弦目標(biāo)下的改進(jìn)DPC策略

為抑制并網(wǎng)電流畸變，降低其中含量較高的5，7次諧波，選取igd，igq作為前饋諧振控制器輸入信號(hào)。由于8次裝載時(shí)，實(shí)際諧振頻率達(dá)到了理論設(shè)定頻率300 Hz，因此，本文采用8次裝載進(jìn)行仿真，以降低DSP延時(shí)對(duì)諧振調(diào)節(jié)器對(duì)控制精度的影響，仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 并網(wǎng)電流正弦目標(biāo)下不同裝載次數(shù)仿真圖Fig.6 Simulation diagram of different loading times under sinusoidal targetof grid connected current

由圖6可知，5，7次諧波電流含量進(jìn)一步降低，并網(wǎng)電流正弦性更好，多次采樣策略可獲得更好的諧波抑制效果，但有功功率、無功功率仍存在大幅度波動(dòng)。

4.4 系統(tǒng)輸出功率平穩(wěn)目標(biāo)下的改進(jìn)DPC策略

選取Pg，-Qg為前饋諧振控制器輸入信號(hào)，對(duì)其單次及8次裝載時(shí)進(jìn)行對(duì)比，如圖7所示。

圖7 功率平穩(wěn)目標(biāo)下不同裝載次數(shù)仿真圖Fig.7 Simulation diagram of different loading times for power stationary target

由圖7可知：在兩種裝載次數(shù)情況下，并網(wǎng)電流波形仍存在嚴(yán)重畸變，無明顯諧波電流抑制作用。根據(jù)有功功率、無功功率輸出波形可見，單次裝載時(shí)可以取得較好的諧波功率抑制效果，但仍存在小幅度波動(dòng)，8次裝載時(shí)有功及無功功率更加穩(wěn)定，基本無波動(dòng)。

4.5 仿真結(jié)果分析

改進(jìn)功率策略下，不同控制目標(biāo)及不同裝載次數(shù)的仿真結(jié)果如表2所示。

表2 仿真數(shù)據(jù)結(jié)果Table 2 Simulation data results

由表2可知，①諧波電網(wǎng)電壓情況下，采用傳統(tǒng)直接功率控制策略，并網(wǎng)電流含有較高的5，7次諧波成分，其中5次諧波占4.498%，7次諧波占5.827%；并網(wǎng)功率呈6倍頻波動(dòng)，ΔPg達(dá)1 300 W，ΔQg達(dá)2 300 Var；惡化了系統(tǒng)電能質(zhì)量，破壞系統(tǒng)穩(wěn)定性。②引入前饋諧波補(bǔ)償器的改進(jìn)策略后，兩種控制目標(biāo)下均可取得較好的諧波抑制效果，在并網(wǎng)電流正弦性目標(biāo)下，5次諧波為2.513%，7次諧波為2.234 %，諧波電流含量下降明顯；在功率平穩(wěn)目標(biāo)下，ΔPg降至175W，ΔQg降至180 Var；但并網(wǎng)電流及有功、無功功率仍存在較少量的諧波成分。③為解決DSP數(shù)學(xué)控制過程中的延時(shí)致使單次裝載時(shí)諧振控制器實(shí)際諧振頻率與理論設(shè)定頻率300Hz偏離較大的問題，本文采用8次裝載PWM調(diào)制。由結(jié)果數(shù)據(jù)對(duì)比可知，8次裝載時(shí)的諧波抑制效果優(yōu)于單次裝載。其中，并網(wǎng)電流正弦性目標(biāo)下，5，7次諧波電流含量分別由2.513 %，2.234 %降至1.179 %，1.193 %。功率平穩(wěn)目標(biāo)下，有功及無功功率波動(dòng)由175W，180 Var降至43W，50 Var，保證了電能質(zhì)量。

5 結(jié)束語

針對(duì)5，7次諧波電網(wǎng)電壓下，并網(wǎng)電流畸變，有功功率、無功功率波動(dòng)問題，本文采用多次采樣的改進(jìn)功率并網(wǎng)逆變器控制策略，對(duì)兩種控制目標(biāo)下的諧波分量進(jìn)行抑制，得出以下結(jié)論。

①直接功率加前饋諧波補(bǔ)償器的控制策略簡單，避免了多目標(biāo)協(xié)同控制方法中復(fù)雜的計(jì)算過程?？筛鶕?jù)實(shí)際要求進(jìn)行igd，igq或Pg，-Qg反饋信號(hào)的選擇，通過前饋諧波補(bǔ)償器來抑制電流或功率信號(hào)中的諧波分量，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流正弦或輸出功率穩(wěn)定的控制目的。

②在改進(jìn)功率控制基礎(chǔ)上引入多次采樣策略，采用8次裝載PWM調(diào)制，使諧振控制器實(shí)際諧振頻率與理論設(shè)定頻率300Hz相吻合，可提高控制精度，降低了控制策略的延時(shí)行，兩種控制目標(biāo)都取得更好的諧波抑制效果。