一種頻率可偏移的峰值電流控制電路設(shè)計(jì)

唐 威，穆新華，董振斌，李琴琴

(西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院，陜西 西安 710121)

直流/直流(Direct Current/Direct Current,DC/DC)變換器可以為電源系統(tǒng)提供穩(wěn)定的直流電壓源，其具有輸入電壓范圍寬、驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)、效率高等優(yōu)勢(shì)[1]，在計(jì)算機(jī)、手機(jī)以及數(shù)碼相機(jī)等消費(fèi)類電子產(chǎn)品中得到了廣泛應(yīng)用。常見的DC/DC變換器包括電壓控制和電流控制兩種模式[4]，其電流控制模式又可分為平均電流控制與峰值電流控制兩種，其中，峰值電流控制模式因其瞬態(tài)響應(yīng)好、增益帶寬大以及能夠在每個(gè)周期對(duì)電流進(jìn)行限制等優(yōu)勢(shì)，被廣泛應(yīng)用于DC/DC變換器中[5]。

輸出過流和短路是DC/DC中較為常見的故障，其會(huì)導(dǎo)致工作環(huán)境溫度持續(xù)升高從而造成DC/DC性能的不穩(wěn)定，嚴(yán)重時(shí)，過大的輸出電流還會(huì)損壞用戶系統(tǒng)。為提高變換器的工作效率，在短路時(shí)不直接關(guān)斷變換器，而是通過降低變換器工作頻率控制電感平均電流。如文獻(xiàn)[6-7]通過在振蕩器中引入控制信號(hào)，在輸出短路時(shí)控制振蕩器電容充電電流大小降低內(nèi)部振蕩器頻率。但其降頻能力有限，并且會(huì)增加振蕩器的設(shè)計(jì)難度。文獻(xiàn)[8]引入降頻控制電路，在輸出短路時(shí)將開關(guān)頻率降低至原來的1/4，使電感電流的平均值相比于峰值電流大大降低，但其可限制的峰值電流范圍有限。

為了降低變換器在短路時(shí)電感電流的平均值，設(shè)計(jì)了一種頻率可偏移的峰值電流控制電路。采用電流檢測場效應(yīng)晶體管(Current Sense Field Effect Transistor,SENSEFET)對(duì)電感電流采樣，將功率管上的壓降與采樣管上的壓降進(jìn)行比較，以提高變換器工作效率。另外，通過檢測輸出電壓，采用數(shù)字控制電路產(chǎn)生隨輸出電壓變化的變頻信號(hào)，從而降低當(dāng)出現(xiàn)輸出短路或者出現(xiàn)過流將輸出拉低的情況時(shí)的變換器工作頻率，降低電感電流平均值。

1 峰值電流控制原理

降壓(Buck Down,BUCK)型峰值電流控制模式DC/DC結(jié)構(gòu)主要包括誤差放大器(Error Amplifier,EA)、脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation,PWM)比較器、斜坡補(bǔ)償、電流采樣、邏輯控制等模塊。其結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示。

圖1 BUCK型峰值電流模DC/DC的結(jié)構(gòu)

圖1中，M1為功率開關(guān)管，L1為輸出端外接電感，D1為續(xù)流二極管，C1為濾波電容，RL為負(fù)載電阻，Vout為輸出電壓，R1與R2為電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，VIN為DC/DC變換器輸入電壓，SW為輸出的開關(guān)控制信號(hào)，VFB為輸出反饋電壓，Vss為軟啟動(dòng)控制電壓，Vref為內(nèi)部基準(zhǔn)電壓，Vcomp為EA模塊輸出電壓，D為占空比信號(hào)，Vs為PWM的正向輸入端電壓。

電流模DC/DC變換器主要由電壓外環(huán)和限流內(nèi)環(huán)兩個(gè)環(huán)路構(gòu)成。電壓外環(huán)由反饋網(wǎng)絡(luò)、頻率補(bǔ)償和誤差放大器EA構(gòu)成。限流內(nèi)環(huán)由斜坡補(bǔ)償電路、電流采樣以及PWM比較器構(gòu)成。反饋網(wǎng)絡(luò)中電阻R1與R2對(duì)Vout進(jìn)行采樣，將產(chǎn)生VFB信號(hào)作為誤差放大器的反相端，內(nèi)部基準(zhǔn)作為正向端。經(jīng)過EA后輸出峰值電感電流控制信號(hào)為Vcomp。電流采樣電路對(duì)電感電流進(jìn)行采樣，將與斜坡補(bǔ)償電路疊加后產(chǎn)生Vs信號(hào)輸入到PWM比較器的正向端，Vcomp作為反向控制端，輸出占空比調(diào)節(jié)信號(hào)D，經(jīng)邏輯控制后關(guān)斷功率管M1，直到下個(gè)時(shí)鐘到來，重新導(dǎo)通功率管M1。

峰值電流控制電路作為變換器中重要模塊之一，在很大程度上決定著變換器的性能[9]。峰值電流控制電路結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示，圖中，M1與M2分別為采樣管和功率管，M1與M2的寬長比為1：N，Iref為參考電流，Vsense為PWM正向端參考電壓，Vctrl為開關(guān)控制信號(hào)。

圖2 峰值電流控制電路結(jié)構(gòu)

圖2中參考電壓Vsense主要由M1導(dǎo)通電阻以及參考電流Iref決定，其大小決定了峰值限流閾值及峰值電流控制電路的穩(wěn)定性。為了避免了傳統(tǒng)串聯(lián)電阻檢測所帶來的效率降低問題[10]，采用SENSEFET采樣技術(shù)。當(dāng)功率管控制信號(hào)Vctrl為低時(shí)，功率管M2與采樣管M1關(guān)斷，Iref參考電流支路電流為零，以達(dá)到在小占空比條件下工作時(shí)，該限流電路能夠起到降低系統(tǒng)靜態(tài)電流的目的。為了提高比較器共模輸入范圍與增益，PWM比較器采用文獻(xiàn)[11]中以共源共柵電流鏡作負(fù)載的共柵差分輸入結(jié)構(gòu)。

2 峰值電流控制電路設(shè)計(jì)

峰值電流控制電路設(shè)計(jì)包括參考電壓產(chǎn)生電路、斜坡產(chǎn)生電路以及頻率偏移控制電路3個(gè)部分。

2.1 參考電壓產(chǎn)生電路

圖3 參考電壓產(chǎn)生電路結(jié)構(gòu)

(1)

由M3與M2鏡像關(guān)系可知，流過M3的電流為Icomp的K1倍，K1表示電流鏡像因子，其大小與器件尺寸有關(guān)，則流過M7的電流表達(dá)式為

(2)

其中，M13被用來給電路提供合適的偏置點(diǎn)。同理，可以確定流過M11的電流即為參考電流Iref。M10為高壓器件，當(dāng)輸入為高壓時(shí)，可以提高電路可靠性，防止支路器件被擊穿。M9為采樣管，與主功率管導(dǎo)通電阻成比例。M9導(dǎo)通時(shí)，電壓Vsense可以近似表示為

Vsense=VIN-K2IM7Rsense

(3)

式中：Rsense表示M9導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻；K2表示M11與M7的寬長比。

由式(3)可以看出，功率管導(dǎo)通時(shí)，Vsense電壓隨IM7減小而增加。SW電壓隨電感電流上升不斷減小，直到Vsense電壓高于SW電壓時(shí)，圖2中PWM比較器輸出信號(hào)翻轉(zhuǎn)，控制功率管關(guān)斷，直到下個(gè)時(shí)鐘低電平到來時(shí)功率管將被重新導(dǎo)通。

2.2 斜坡產(chǎn)生電路

斜坡產(chǎn)生電路由斜坡電壓產(chǎn)生電路以及電壓電流轉(zhuǎn)換電路兩個(gè)部分構(gòu)成，其示意圖如圖4所示。圖中的Mi(i=1,2，…，26)為MOS器件，C1、C2、C3和C4為電容元件，R1和R2為電阻，Icharge為電容充電電流，Vctrl_f為頻率偏移電路產(chǎn)生的脈沖信號(hào)，F(xiàn)IV2、FIV4和FIV8為頻率偏移控制電路產(chǎn)生的控制信號(hào)，Vslope信號(hào)為斜坡電壓產(chǎn)生電路輸出，Ibias1為由基準(zhǔn)產(chǎn)生的偏置電流信號(hào)。

圖4 斜坡產(chǎn)生電路

斜坡電壓產(chǎn)生電路產(chǎn)生并輸出電壓以及頻率有關(guān)的斜坡電壓，經(jīng)電壓電流轉(zhuǎn)換電路后將其轉(zhuǎn)換為斜坡電流。電路在開始工作時(shí)，頻移控制信號(hào)均為高電平，此時(shí)斜坡補(bǔ)償斜率最小。隨反饋電壓不斷上升，控制信號(hào)FIV8、FIV4和FIV2依次翻轉(zhuǎn)為低，實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償斜率分段增加。當(dāng)反饋電壓上升至基準(zhǔn)電壓的3/4時(shí)，斜坡補(bǔ)償斜率達(dá)到最大值，此時(shí)Icharge僅對(duì)電容C1充電，產(chǎn)生Vslope信號(hào)供電壓電流轉(zhuǎn)換電路使用。

當(dāng)EN信號(hào)翻轉(zhuǎn)為低時(shí)，圖4(b)偏置電路開始工作，M9的鏡像M12電流為斜坡電流產(chǎn)生電路提供尾電流，當(dāng)Vslope信號(hào)開始上升時(shí)，M18器件作為源跟隨器在A點(diǎn)輸出與Vslope斜率相同的信號(hào)，同時(shí)，C點(diǎn)電壓下降，M4器件下拉能力減弱。當(dāng)反饋電壓上升至內(nèi)部基準(zhǔn)電壓3/4時(shí)，A點(diǎn)電壓VA的計(jì)算表達(dá)式為

(4)

式中，Vth表示M18器件閾值電壓。

在電壓電流轉(zhuǎn)換電路中，M13器件柵極接地，閾值電壓記為Vth1。此時(shí)，Vctrl_f為低電平，M14處于關(guān)斷狀態(tài)，電阻R1、M13以及M7構(gòu)成通路的電流計(jì)算表達(dá)式為

(5)

式中：μp表示空穴遷移率；Cox表示單位面積柵氧層電容；W/L表示M13的尺寸；VGS電壓表示B點(diǎn)電壓，其計(jì)算表達(dá)式為

VB=VA-IR1

(6)

假設(shè)M18與M13閾值電壓相等，則由式(5)和式(6)可以推出，由斜坡電壓轉(zhuǎn)換成斜坡電流的計(jì)算表達(dá)式為[13]

(7)

式中的K3為鏡像因子，表示轉(zhuǎn)換的斜坡電流Islope為I的K3倍。

由式(7)可以看出，通過調(diào)整電阻R1、斜坡電壓Vslope以及電流鏡像因子即可得到所需的補(bǔ)償電流，從而使得峰值電流控制環(huán)路在D>50%時(shí)，輸出穩(wěn)定的占空比信號(hào)，控制電感電流平均值的穩(wěn)定。

2.3 頻率偏移控制電路

頻率偏移控制電路用于產(chǎn)生斜坡補(bǔ)償電路控制信號(hào)和功率管開關(guān)頻率控制信號(hào)，電路原理如圖5所示。圖中的AND2_1、AND2_2和AND2_3為兩輸與門，AND3與AND4分別為三輸入和四輸入與門，D1、D2和D3為D觸發(fā)器。Vref_0p2、Vref_0p4和Vref_0p6為基準(zhǔn)電壓，CLK為內(nèi)部時(shí)鐘信號(hào)，CLK2、CLK4和CLK8為采樣信號(hào)產(chǎn)生電路輸出，CLK_pulse為變換器內(nèi)部振蕩器輸出經(jīng)延遲單元后所產(chǎn)生的脈沖信號(hào)，COMP1、COMP2和COMP3為比較器，用來檢測輸出電壓。

圖5 頻率偏移控制產(chǎn)生原理

頻率偏移控制原理為，在反饋電壓VFB上升至參考電壓Vref_0p6之前，采樣信號(hào)產(chǎn)生電路產(chǎn)生不同占空比信號(hào)CLK2、CLK4和CLK8，其波形如圖6所示。

圖6 采樣信號(hào)產(chǎn)生電路輸入輸出波形

占空比信號(hào)CLK2、CLK4和CLK8與比較器輸出經(jīng)兩輸入與門采樣后，與時(shí)鐘信號(hào)CLK作為四輸入與門AND4的輸入產(chǎn)生隨輸出電壓變化的不同頻率、不同占空比信號(hào)。該信號(hào)作為觸發(fā)器D1、D2和D3的時(shí)鐘信號(hào)，比較器輸出使能信號(hào)作為數(shù)據(jù)端，當(dāng)反饋電壓上升至參考電壓的1/4時(shí)，比較器輸出信號(hào)A翻轉(zhuǎn)為低，經(jīng)D1觸發(fā)器后產(chǎn)生控制信號(hào)FIV8供斜坡補(bǔ)償電路使用。隨著輸出電壓繼續(xù)上升，F(xiàn)IV4、FIV2信號(hào)相繼翻轉(zhuǎn)，以此來控制補(bǔ)償斜率。

另外，AND4的輸出與CLK_pulse信號(hào)、使能控制信號(hào)經(jīng)三輸入與門后，產(chǎn)生隨輸出電壓變化的不同頻率的脈沖信號(hào)Vctrl_f，用來決定斜坡產(chǎn)生電路以及功率管的頻率。

3 仿真及分析

基于0.25 μm雙極、互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)和雙擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體(Double Diffused Metal Oxide Semiconductor,DMOS)工藝模型，利用Cadence Spectre對(duì)電路進(jìn)行仿真。

表1列出了頻移控制電路與斜坡補(bǔ)償電路關(guān)系，其中ftyp表示變換器穩(wěn)定輸出后的工作頻率。

表1 頻移控制電路與斜坡補(bǔ)償關(guān)系

頻移控制電路和斜坡補(bǔ)償電路仿真波形如圖7所示，當(dāng)誤差輸出電壓大于500 mV時(shí)，Vctrl_f時(shí)鐘開始產(chǎn)生，變換器功率管打開。變換器工作頻率與補(bǔ)償斜率的比例均為8∶4∶2∶1，可以看出，Vctrl_f時(shí)鐘頻率以及斜坡產(chǎn)生電路隨反饋電壓上升產(chǎn)生了4段變化。

圖7 頻移控制電路與斜率補(bǔ)償電路驗(yàn)證波形

為驗(yàn)證參考電壓以及補(bǔ)償效果，對(duì)變換器整體電路進(jìn)行仿真。仿真時(shí)設(shè)置輸入電壓為12 V，輸出電壓為9 V，即占空比信號(hào)D為75%，負(fù)載電流為2.5 A。驗(yàn)證結(jié)果如圖8所示，其中，IL表示輸出電感電流，Ton與Toff分別表示功率管在一個(gè)周期內(nèi)的開啟和關(guān)斷時(shí)間，虛線表示Vsense電壓，實(shí)線表示SW電壓。圖8(a)為引入斜率補(bǔ)償時(shí)變換器工作波形，圖8(b)為無斜率補(bǔ)償時(shí)變換器工作波形。

圖8 變換器工作波形驗(yàn)證

圖8(a)中Islope信號(hào)為斜坡補(bǔ)償電流，Iref為圖3中流過M11的電流，即參考電流，Vsense為參考電壓，Vout為變換器整體輸出波形，由驗(yàn)證結(jié)果可以看出，當(dāng)占空比為0.75，即占空比大于50%時(shí)，變換器無次諧波產(chǎn)生，輸出電壓紋波為3.4 mV，精度較高。而無斜率補(bǔ)償引入時(shí)，電感電流會(huì)出現(xiàn)次諧波振蕩，輸出電壓紋波為83 mV，紋波明顯增大。仿真結(jié)果表明，增加斜坡補(bǔ)償電路可使電流控制模式DC/DC變換器輸出電壓穩(wěn)定，滿足實(shí)際應(yīng)用需求。

輸出短路情況下的驗(yàn)證波形如圖9所示，當(dāng)變換器輸出短路時(shí)，頻移控制電路檢測輸出電壓變化，將變換器工作頻率調(diào)整為正常工作時(shí)的1/8。驗(yàn)證結(jié)果顯示，輸出短路時(shí)，電感電流的平均值為2.32 A，峰值限流值為6 A，說明該限流電路可以有效減小輸出短路時(shí)的電感電流平均值，能夠在實(shí)際應(yīng)用中，起到延長變換器使用壽命，保證用戶系統(tǒng)安全的作用。

圖9 輸出短路驗(yàn)證波形

不同方法設(shè)計(jì)電路的性能參數(shù)比較結(jié)果如表2所示。考慮電感峰值電流與平均電流的差值，可以看出，所設(shè)計(jì)電路電感電流的平均值比峰值電流顯著降低，弱化了電感電流峰值對(duì)平均電流的約束。這主要是因?yàn)樗O(shè)計(jì)電路會(huì)在短路時(shí)將變換器的開關(guān)頻率降低至正常工作時(shí)的1/8，使得電感電流在每個(gè)周期中的下降時(shí)間顯著增加，從而控制電感電流的平均值在每個(gè)周期內(nèi)有效減小。

表2 不同方法設(shè)計(jì)電路的性能參數(shù)比較結(jié)果

基于0.25 μm 雙極、CMOS和DMOS工藝完成了電路前端設(shè)計(jì)與后端實(shí)現(xiàn)，圖10給出了變換器整體電路版圖，其面積為1.4 mm×1.7 mm。

圖10 變換器整體電路版圖

4 結(jié)語

設(shè)計(jì)了一種頻率可偏移的峰值電流控制電路。輸出電壓在上升過程中，將其分為4段進(jìn)行斜率補(bǔ)償，保證了系統(tǒng)可以正常上電。采用節(jié)點(diǎn)法將補(bǔ)償電流與受控電流進(jìn)行疊加。當(dāng)變換器輸出短路時(shí)，通過頻率偏移控制電路可將內(nèi)部時(shí)鐘頻率調(diào)整為正常工作時(shí)的1/8，增加了電感電流的下降時(shí)間。仿真結(jié)果表明，在大占空比應(yīng)用時(shí)，該電路的輸出電壓紋波小，控制環(huán)路穩(wěn)定。當(dāng)輸出短路時(shí)，能夠有效降低電感電流的平均值，防止輸出過流和短路造成工作環(huán)境溫度持續(xù)升高從而導(dǎo)致DC/DC性能的不穩(wěn)定。