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    一種基于相關(guān)的短時突發(fā)信號解調(diào)方法

    2021-06-16 06:43:32高春芳柯曉東
    艦船電子對抗 2021年2期
    關(guān)鍵詞:開環(huán)誤碼率載波

    高春芳,柯曉東,林 莉

    (中國電子科技集團公司第三十六研究所,浙江 嘉興 314033)

    0 引 言

    在短波通信中,作為一種新穎的通信方式,短時突發(fā)信號因其良好的自適應性、隱蔽性、抗干擾性等,在無線電通信領(lǐng)域得到了非常廣泛的應用[1]。

    在現(xiàn)代通信網(wǎng)絡中,為了保證信息傳輸?shù)陌踩?,每幀短時突發(fā)信號所攜帶的有效碼元數(shù)量越來越少。傳統(tǒng)的反饋環(huán)路解調(diào)已不再適合,而不需要收斂時間的前向開環(huán)解調(diào)是目前短時突發(fā)使用較多的方法。針對上述問題,本文提出了一種基于相關(guān)的短時突發(fā)信號前向開環(huán)解調(diào)。首先依據(jù)載波頻偏估計算法、載波相偏估計算法完成信號載波同步處理;接著依據(jù)短時突發(fā)信號的定時同步算法完成突發(fā)信號定時同步處理,最后對定時同步后的數(shù)據(jù)進行抽取、判決,完成短時突發(fā)信號的解調(diào)處理。

    這里提及的基于相關(guān)的短時突發(fā)信號解調(diào)流程如圖1所示。其中,信號預處理主要用于完成信號的有效數(shù)據(jù)段提取和信號的重采樣處理。

    圖1 基于相關(guān)的短時突發(fā)信號解調(diào)流程

    1 短時突發(fā)信號的盲解調(diào)算法

    短時突發(fā)信號的盲解調(diào)流程包括信號載波頻偏估計、定時同步估計、抽取和判決3個步驟。

    1.1 短時突發(fā)信號載波頻偏估計

    載波頻偏估計包括載波頻偏估計、載波相偏估計兩步。當信號存在一定的載波頻偏時,解調(diào)后基帶信號的星座圖會出現(xiàn)不停旋轉(zhuǎn)的現(xiàn)象;當信號存在一定的載波相偏時,解調(diào)后的基帶信號的星座圖會偏轉(zhuǎn)1個固定的角度。當信號存在載波頻偏或載波相偏時,解調(diào)性能會迅速惡化[2]。因此,載波頻偏估計是短時突發(fā)信號解調(diào)的一項重要技術(shù),尤其在非合作短時突發(fā)信號解調(diào)中至關(guān)重要。

    因短時突發(fā)信號的數(shù)據(jù)量少,不適合通過傳統(tǒng)的反饋環(huán)路實現(xiàn),因此選用不需要收斂時間的前向開環(huán)實現(xiàn)。

    1.1.1 基于互相關(guān)頻偏估計

    對于星座圖為2π/M旋轉(zhuǎn)對稱形式的信號,一般采用M次方去調(diào)制的方式進行去調(diào)制處理,去調(diào)制后的信號與本地單載波rcw(m)=A0exp[j(2πmfcwT+θ)]的互相關(guān)函數(shù)Rxy(m)可以表示為1個復單頻信號,假設r(m)=a(m)exp[j(2πmf0T+θ)+wm]為經(jīng)過定時誤差校正后的有效信號序列[3],則Rxy(m)可表示為:

    Rxy(m)=|Am|exp[j(2πΔfmT)+w(m)]

    (1)

    式中:A0為常數(shù);fcw表示單載波信號的頻率;Δf=f0-fcw,表示去調(diào)制后信號與本地單載波的相對頻偏;w(m)表示wm相關(guān)的零均值復值噪聲;f0表示信號的頻偏;T表示信號的符號周期;|Am|表示與a(m)有關(guān)的幅度值:

    (2)

    式中:N表示經(jīng)過重采樣后的有效數(shù)據(jù)長度。

    (3)

    (4)

    式中:Pxy(k0)為時刻k0的功率譜幅度值,k0為功率譜最大值對應的量化時刻,取值為整數(shù);α=±1,當|Pxy(k0+1)|>|Pxy(k0-1)|時,α=1,否則α=-1。

    1.1.2 基于自相關(guān)差分相偏估計

    在上一節(jié)已經(jīng)完成了對信號載波的頻偏估計,那么就可以對信號進行頻偏校正,圖2為載波頻偏校正框圖。

    圖2 載波頻偏校正框圖

    (5)

    式中:η′(m)表示信號的相偏;w(m)表示零均值噪聲。

    用θ(m)表示信號的實際相偏,計算公式為:

    (6)

    1989年Kay在文獻[3]中提出了一種基于相位差分運算的相偏估計算法。由式(6)可得相位差分Δη′(m)[2]:

    Δη′(m)=θ(m)-θ(m-1)=

    η′(m)-η′(m-1)+(w(m)-w(m-1))=

    η′(m)-η′(m-1)+ξm

    (7)

    式中:ξm=w(m)-w(m-1),是與w(m)統(tǒng)計特性相同的零均值噪聲,則由基于相位差分運算的相偏估計算法得相差估計表達式:

    (8)

    式中:W(m)表示平滑窗函數(shù):

    (9)

    1.2 短波突發(fā)信號基于自相關(guān)的定時誤差估計

    信號定時同步是信號解調(diào)的關(guān)鍵技術(shù)之一,定時同步一般包括2個步驟:定時誤差估計和定時校正,圖3為信號解調(diào)定時同步框圖。

    圖3 信號解調(diào)定時同步框圖

    在定時誤差估計之前,首先要依據(jù)采樣速率和符號速率的轉(zhuǎn)換,即信號重采樣,要求采樣速率是符號速率的整數(shù)倍關(guān)系。

    數(shù)字通信中,在1個符號周期T內(nèi),各采樣點之間的自相關(guān)性遠大于相鄰符號周期之間各采樣點的自相關(guān)性?;谠摐蕜t,利用信號的自相關(guān)性來進行定時誤差估計[3]。對進行突發(fā)檢測后提取的有效信號進行整數(shù)P倍重采樣處理后,得到的重采樣數(shù)據(jù)r(n)再進行自相關(guān)運算,自相關(guān)函數(shù)Rdxx(n)為:

    (10)

    對信號序列r(n)的每個符號中的第l個采樣點的自相關(guān)函數(shù)值求均值,可得:

    (11)

    式中:Ts表示采樣間隔;rc(pTs-mT)表示以重采樣P倍為周期的r(n)信號,0≤p≤P-1。

    (12)

    (13)

    2 算法仿真驗證

    針對本章節(jié)提出的短時突發(fā)信號的盲解調(diào)算法進行性能仿真。

    仿真1:仿真中使用輸入數(shù)據(jù)調(diào)制類型為二進制相移鍵控(BPSK)突發(fā)信號零中頻信號,信號頻偏為2.5 kHz,符號速率為50 kHz,采樣速率為600 kHz,每個符號內(nèi)采12個點,快速傅里葉變換(FFT)點數(shù)為8 192,頻率分辨率為73.242 2 Hz,突發(fā)周期為7.52 ms,突發(fā)時長為1.28 ms,突發(fā)符號個數(shù)64,Eb/N0=12 dB。圖4為Eb/N0=12 dB的BPSK突發(fā)解調(diào)圖,從圖4可以看出,在信噪比為5 dB時,可以正確地對BPSK突發(fā)信號進行解調(diào)。

    圖4 Eb/N0=12 dB的BPSK突發(fā)解調(diào)

    仿真2:仿真中使用輸入數(shù)據(jù)調(diào)制類型為四進制相移鍵控(QPSK)突發(fā)信號零中頻信號,信號頻偏為2.5 kHz,符號速率為50 kHz,采樣速率為600 kHz,每個符號內(nèi)采12個點,F(xiàn)FT點數(shù)為8 192,頻率分辨率為73.242 2 Hz,突發(fā)周期為7.52 ms,突發(fā)時長為1.28 ms,突發(fā)符號個數(shù)64,Eb/N0=12 dB。圖5為Eb/N0=12 dB的QPSK突發(fā)解調(diào)圖,從圖5中可以看出,在Eb/N0=12 dB時,可以正確地對QPSK突發(fā)信號進行解調(diào)。

    圖5 Eb/N0=12 dB的QPSK突發(fā)解調(diào)

    仿真3:仿真中使用輸入數(shù)據(jù)調(diào)制類型為八進制相移鍵控(8PSK)突發(fā)信號零中頻信號,信號頻偏為2.5 kHz,符號速率為50 kHz,采樣速率為600 kHz,每個符號內(nèi)采12個點,F(xiàn)FT點數(shù)為8 192,頻率分辨率為73.242 2 Hz,突發(fā)周期為7.52 ms,突發(fā)時長為1.28 ms,突發(fā)符號個數(shù)64,Eb/N0=14 dB。圖6為Eb/N0=14 dB的8PSK突發(fā)解調(diào)圖,從圖6可以看出,在Eb/N0=12 dB時,可以正確地對8PSK突發(fā)信號進行解調(diào)。

    圖6 Eb/N0=14 dB的8PSK突發(fā)解調(diào)

    仿真4:對本章節(jié)提出的短時突發(fā)信號的盲解調(diào)算法誤碼率性能仿真,設置采樣率采樣速率為600 kHz,信號頻偏為2.5 kHz,符號速率50 kHz,F(xiàn)FT點數(shù)為8 192,成形濾波器為根升余弦滾降系0.35,每種調(diào)制類型信號分別進行 100 次實驗。圖7給出了在不同信噪比下,調(diào)制樣式為BPSK、QPSK、8PSK的解調(diào)誤碼率,圖8給出了在不同信噪比下,調(diào)制樣式為BPSK、QPSK、8PSK的理論解調(diào)誤碼率曲線圖,其中BPSK和QPSK理論誤碼率曲線重合。

    圖7 不同Eb/N0下各調(diào)制樣式的誤碼率曲線

    圖8 不同Eb/N0下各調(diào)制樣式的理論誤碼率曲線

    由仿真結(jié)果可見,短時突發(fā)BPSK、QPSK以及8PSK的解調(diào)誤碼率與常規(guī)連續(xù)BPSK、QPSK以及8PSK信號的誤碼率存在一定差距,這是由于常規(guī)連續(xù)BPSK、QPSK以及8PSK信號解調(diào)是采用反饋環(huán)路進行解調(diào),而短時突發(fā)BPSK、QPSK以及8PSK的解調(diào)是通過前向開環(huán)實現(xiàn)的。由于短時突發(fā)信號的數(shù)據(jù)量少,不適合使用傳統(tǒng)的反饋環(huán)路實現(xiàn),因此選用不需要收斂時間的前向開環(huán)實現(xiàn)。

    3 結(jié)束語

    采用基于相關(guān)的短時突發(fā)信號解調(diào)方法,在低信噪比下,首先依據(jù)基于互相關(guān)頻偏估計和基于自相關(guān)差分相偏估計完成突發(fā)信號的載頻校正,其次使用基于自相關(guān)的定時誤差估計完成突發(fā)信號的定時同步,然后對定時同步后的數(shù)據(jù)進行抽樣和判決,完成突發(fā)信號的解調(diào),最后進行了算法仿真驗證。仿真證明了短時突發(fā)BPSK、QPSK以及8PSK的解調(diào)誤碼率曲線與理論值有一定的差距,具體原因是解調(diào)采用了前向開環(huán)實現(xiàn)。

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