基于UCC1895 移相全橋電源的設計

林杰，馬文超

(中國電子科技集團公司第五十八研究所，江蘇 無錫 214035)

0 引言

隨著開關(guān)電源對功率密度的要求越來越高，提高開關(guān)頻率，減小磁性器件的體積和重量成為一條最重要的途徑。但是伴隨著開關(guān)頻率地逐步提高，一方面，功率管硬開關(guān)帶來的開關(guān)損耗會導致器件的發(fā)熱嚴重，從而迫使工程師增加散熱器件的面積；另一方面，硬開關(guān)還會導致功率管在開關(guān)過程中承受更大的電壓應力，同時還會產(chǎn)生高頻振蕩，這會加劇電磁噪聲的問題[1]，工程中通常會使用更多的濾波電感和電容來應對[2]，導致電源體積和重量增大，這嚴重制約了開關(guān)電源高頻化的發(fā)展[3-4]。

為了解決這些問題，軟開關(guān)技術(shù)應運而生。移相全橋就是其中一種可以實現(xiàn)零電壓開關(guān)的軟開關(guān)拓撲，相比于其他軟開關(guān)拓撲，移相全橋具有功率等級高，輸入輸出隔離等優(yōu)勢。

1 移相全橋電路工作原理分析

1.1 移相全橋電路結(jié)構(gòu)

移相全橋電路的基本結(jié)構(gòu)和主要工作波形如圖1和圖2 所示，其中Q1～Q4為四個主功率開關(guān)管；D1～D4分別 是Q1～Q4的體二極管；C1～C4分別是Q1～Q4的寄生電容或外部并聯(lián)的電容；Ls是諧振電感，它可以是變壓器的漏感或外接的電感，也可以是兩者之和；Tr 為主功率變壓器；DR1和DR2是兩個整流二極管，構(gòu)成了全波整流電路；Lout和Cout分別是輸出濾波電感和濾波電容[5]。

圖1 移相全橋基本結(jié)構(gòu)

圖2 移相全橋主要工作波形

所謂移相是指每個橋臂的上下兩個功率管都是180°互補導通，而斜對角的兩個功率管的驅(qū)動信號之間存在一個相位差，即移相角。移相角越小，斜對角驅(qū)動信號的重疊部分越多，變壓器原邊的等效電壓越高，輸出電壓越高。一般地，Q1和Q3的驅(qū)動信號分別超前于Q4和Q2，因此Q1和Q3組成的橋臂被稱為超前橋臂，Q2和Q4組成的橋臂為滯后橋臂。

1.2 功率管軟開關(guān)的實現(xiàn)

下面來分析其零電壓關(guān)斷和零電壓開通的實現(xiàn)過程。當Q1和Q4關(guān)斷時，由于Q1和Q4的等效電容和外接電容的存在，Q1和Q4的DS 兩端電壓VDS從零開始上升，且上升速率被限制，因此，可以認為Q1和Q4是零電壓關(guān)斷。

由于原邊電流的作用，C1和C4會被充電至Vin，而C2和C3會被放電至零，因此Q2和Q3的體二極管D2和D3會導通，即Q2和Q3的DS 電壓VDS為體二極管導通壓降，可以近似為零，此時開通Q2和Q3，就可以實現(xiàn)Q2和Q3零電壓開通。

由上面的分析可知，為了實現(xiàn)功率管的零電壓開通，需要利用原邊電流來給功率管的等效電容充放電，并且考慮到變壓器存在的寄生電容，也就是說原邊的能量必須滿足如下條件：

其中，Clead是超前橋臂MOS 管的等效電容，Clag是滯后橋臂MOS 管的等效電容，CTR是變壓器的寄生電容。

具體來看，超前橋臂的零電壓開通要比滯后橋臂的零電壓開通更容易實現(xiàn)，這是因為在超前橋臂的開關(guān)過程中，輸出濾波電感Lout和諧振電感Ls是串聯(lián)關(guān)系，而且一般情況下Lout的值都比較大。所以，原邊電流ip近似認為不變，是一個恒流源，可以很容易地對超前橋臂功率管和變壓器的等效電容進行充放電。

而滯后橋臂的零電壓開通實現(xiàn)之所以困難，是因為在滯后橋臂的開關(guān)過程中，副邊的兩個整流二極管DR1和DR2都處于導通狀態(tài)，變壓器副邊被短路，輸出電感上的能量僅在副邊通過二極管續(xù)流，和原邊脫離了關(guān)系。所以，僅僅只有諧振電感里的能量能夠?qū)髽虮鄣墓β使芎妥儔浩鞯牡刃щ娙葸M行充放電。所以，諧振電感中的能量需要滿足式（2）：

一般情況下，諧振電感相比于輸出電感折算到原邊的感量要小得多，所以相對于超前橋臂來說，滯后橋臂的零電壓開通要更困難。

2 移相全橋主電路設計實現(xiàn)

2.1 主要參數(shù)規(guī)格

本文以300 W 移相全橋電源為例來說明移相全橋主電路的設計方法和計算過程。具體規(guī)格如表1 所示。

表1 300 W 移相全橋具體參數(shù)規(guī)格

2.2 關(guān)鍵器件參數(shù)計算

2.2.1 主功率變壓器

在隔離型DC-DC 開關(guān)電源的設計中，變壓器一般都起到了功率傳輸和原副邊隔離的作用。而變壓器設計的好壞關(guān)系到系統(tǒng)能否正常工作，并且對整機效率影響很大[6]。

在移相全橋變壓器的設計中，首先計算變壓器的匝比，需要注意，移相全橋拓撲的最大占空比出現(xiàn)在輸入電壓最低時，且考慮到副邊占空比存在丟失的情況并保證留有足夠的裕量，取最大占空比Dmax為0.7。另外，取整流二極管導通壓降Vf為0.5 V。則變壓器匝比的計算如式（3）所示。

其中Vinmin=200 V，則n=4.9，在這里取整，取匝比為5。

考慮到功率等級和開關(guān)頻率，初步選定磁芯為PQ3535，其Ae=196 mm2，取Bmax=0.1 T，則副邊匝數(shù)可由式（4）得出[7]:

其中Vout為28 V，可以取Ns為4，因為變壓器匝比為5，則原邊匝數(shù)Np為20。

在計算高頻變壓器的繞組導線線徑時，需要考慮到集膚效應，一般要求導線線徑要小于2 倍的集膚深度，在開關(guān)頻率為100 kHz 時，集膚深度可由式（5）得出：

因此導線線徑應小于2 倍的Δ 即0.484 mm。

而變壓器原副邊最大的電流分別為：

考慮到散熱方式為空氣自然對流，因此取電流密度J 為3.5 A/mm2，原邊可以選用直徑為0.1 mm 的漆包線，則原邊股數(shù)為：

副邊選用直徑為0.2 mm 的線，則副邊股數(shù)為：

那么，最終變壓器的原邊線徑為0.1 mm×80 股，副邊線徑為0.2 mm×50 股。

2.2.2 輸出電感

將電感電流紋波設定在20%，則輸出電感的計算公式如式（10）所示：

其中Vinnom=270 V。電感電流的最大值為：

考慮到輸出電感的電流是單向流動的，存在很大的直流分量，在直流偏磁的作用下，感量會存在衰減，因此最終選定的電感為PA4349.473ANLT，其額定感量為47 μH，額定電流為17 A，在直流電流為11 A 時，感量衰減為35 μH 左右，符合設計要求。

2.2.3 主功率開關(guān)管

已知最大輸入電壓為330 V，考慮到1.5～2 倍的裕量，選用耐壓為600 V 的功率管，又因為開關(guān)頻率為100 kHz，不太適合選用IGBT。且最大輸出電流為11 A，假設存在20%的峰峰值電流紋波，則副邊的電流最大值為12.1 A，折算到原邊，電流最大值為2.42 A。考慮到自然風冷的設計效果，需要選用Rdson較小的MOSFET，最終選擇的MOS 管為IPB60R125CFD7,其耐壓為600 V，最大漏極電流為18 A，Rdson為125 mΩ。

2.2.4 輸出整流二極管

由于本設計開關(guān)頻率較高，且輸出電壓不高，因此可以選擇肖特基二極管作為輸出整流二極管，二極管承受的最高反向電壓和額定電流分別可由式（12）和式（13）得出：

考慮到裕量和溫升，最終選用的輸出二極管是STTH16R04CG，其耐壓是400 V，額定電流是20 A，每一路采用兩顆并聯(lián)均流散熱。

3 基于UCC1895 的隔離驅(qū)動設計

本文的移相全橋電源主控芯片采用的是TI 的UCC1895，該芯片為一款移相PWM 全橋控制器。芯片輸出四路驅(qū)動信號，用于控制全橋電路中四個功率管的導通和關(guān)斷，以得到不同輸出電壓。其可工作于電壓或電流模式，具有零電壓開關(guān)、可編程死區(qū)設置和自適應延時等特性。

但UCC1895 的四路驅(qū)動信號驅(qū)動能力很弱，需要外加電路才能夠驅(qū)動大功率MOS 管，且還要考慮同一橋臂驅(qū)動的隔離。所以，本文針對UCC1895 的應用，采用了如圖3 所示的驅(qū)動電路。其中，ABCD 為UCC1895 的四路驅(qū)動信號，JS614 為一款低邊單路驅(qū)動器，最大峰值驅(qū)動電流可達14 A?？梢灾苯佑靡活wJS614 來驅(qū)動下管，然后再用一顆JS614 配合隔離變壓器來驅(qū)動上管，實現(xiàn)同一橋臂上下管的驅(qū)動隔離。

圖3 基于UCC1895 的驅(qū)動設計

4 仿真分析

為了驗證器件參數(shù)和方案的可行性，按照表1 所示的設計規(guī)格和計算參數(shù)，在SIMetrix 中搭建了仿真模型，圖4 為系統(tǒng)閉環(huán)且滿載輸出時的橋臂中電壓和諧振電感電流波形，可以看出仿真波形和理論分析一致。

圖4 橋臂中點電壓和諧振電感電流

圖5 為零電壓開通的實現(xiàn)波形，在圖中圈出的部分可以明顯看出，MOS 管的DS 電壓VDS在驅(qū)動信號VGS到來之前已經(jīng)到零了，所以是完全的零電壓開通。

圖5 零電壓開通的實現(xiàn)波形

圖6 為在滿載起機時的輸出電壓和輸出電流的波形，可以看出系統(tǒng)在4 ms 后進入穩(wěn)態(tài)，輸出電壓為28 V，輸出電流為11 A。

圖6 閉環(huán)時輸出電壓和輸出電流

從以上仿真結(jié)果可以看出，對于關(guān)鍵器件的參數(shù)計算是合理的，而且基于JS614 和隔離變壓器的驅(qū)動方案是可行的。

5 樣機實驗驗證

在仿真的基礎(chǔ)上進一步研制了300 W 移相全橋樣機，具體規(guī)格指標如表1 所示。抓取了關(guān)鍵波形，并對實驗結(jié)果進行了分析。

圖7 是實測的零電壓關(guān)斷波形，和理論分析一致，由于MOS 管的寄生電容以及外界電容的存在，MOS 管在關(guān)斷時，MOS 管的DS 電壓VDS在驅(qū)動信號VGS撤去之后才開始上升，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖7 零電壓關(guān)斷波形

圖8 為超前橋臂零電壓開通波形，在驅(qū)動信號到來之前，MOS 的DS 電壓VDS提前下降為零，實現(xiàn)了零電壓開通。

圖8 超前橋臂零電壓開通波形

圖9 為滯后橋臂零電壓開通波形?？梢钥闯?，在相同的負載條件下，滯后橋臂和超前橋臂相比，零電壓開通的實現(xiàn)要困難一些。

圖9 滯后橋臂零電壓開通波形

圖10 是輸出電壓為28 V，輸出電流為5.5 A 時的半載帶載啟機波形。

圖10 半載起機波形

輸出電壓有輕微的超調(diào)，約2.6 V，但是在控制器的作用下很快調(diào)節(jié)回來，證明了系統(tǒng)的動態(tài)性能。

圖11 是輸入電壓為270 V 時的整機效率，由于實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷和零電壓開通，減小了開關(guān)損耗，使得峰值效率能夠達到94%。

圖11 輸入電壓為270 V 時的整機效率

6 結(jié)論

移相全橋憑借其軟開關(guān)、功率等級高的優(yōu)勢，在中大功率高頻應用場合下占據(jù)了重要地位，能夠滿足服務器等電源對于高功率密度和高效率的要求。本文對移相全橋的原理和設計過程進行了分析。提出了UCC1895 配合低邊單路驅(qū)動器以及隔離變壓器的系統(tǒng)方案，并利用仿真和硬件實驗結(jié)合的方式進行了驗證。