具有原邊互感識別功能的恒流恒壓無線充電系統(tǒng)開發(fā)

張文杰， 秦偉， 宋建成， 吝伶艷， 畢魯飛

(1.太原理工大學(xué) 煤礦電氣設(shè)備與智能控制山西省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，太原 030024；2.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，太原 030024)

0 引 言

無線充電系統(tǒng)主要由高頻電壓源、耦合線圈、地面和車載側(cè)的補(bǔ)償電路、車載整流器和充電電池組成[1]。地面?zhèn)群蛙囕d側(cè)之間通過電磁場傳遞能量，避免了電纜的束縛，具有無需插拔、無需精確對準(zhǔn)和無接觸火花等優(yōu)點(diǎn)，極大地提高了電動汽車充電的便利性和安全性，引起了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注[2-3]。

無線充電系統(tǒng)中的補(bǔ)償電路對實(shí)現(xiàn)恒流/恒壓輸出具有很重要的作用[4-6]。為了實(shí)現(xiàn)充電模式的切換，通常在原邊和副邊之間進(jìn)行無線通信，將充電狀態(tài)信號反饋到原邊，采用變頻控制或者開關(guān)切換原邊補(bǔ)償電路的方法[7-8]。但是，增加無線通信裝置將增加系統(tǒng)的復(fù)雜性和不穩(wěn)定性，特別是在磁場復(fù)雜的環(huán)境，并且由于原邊電路在地面，增加了開關(guān)器件將可能提高運(yùn)行維修成本。變頻控制將容易引起分岔現(xiàn)象。此外，一些學(xué)者提出了通過切換副邊補(bǔ)償電路的方法來滿足先恒流后恒壓的充電需求，降低原邊電路和控制的復(fù)雜度[9-13]。文獻(xiàn)[11]提出了基于LCL諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的副邊自動切換充電模式無線電能傳輸系統(tǒng)，減小了開關(guān)數(shù)量。但是，系統(tǒng)在恒壓充電模式不能保持輸入阻抗為純阻性，降低了系統(tǒng)的傳輸效率。文獻(xiàn)[13]提出了基于原邊LCC補(bǔ)償?shù)母边吳袚Q拓?fù)?，為?shí)現(xiàn)恒流恒壓輸出，不僅需要多個(gè)開關(guān)，且沒有考慮電感電流和電容電壓特性，切換模式的安全性和穩(wěn)定性較低。此外，一些補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的恒流/恒壓輸出能力與漏感有關(guān)，耦合線圈的隨機(jī)性偏移不僅會降低效率，還會影響系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)恒流/恒壓輸出。所以，非常有必要設(shè)計(jì)一種可以省去通信、不受線圈參數(shù)約束、安全穩(wěn)定運(yùn)行、高效率的系補(bǔ)償拓?fù)浞桨浮?/p>

同時(shí)，由于兩側(cè)線圈之間沒有物理連接，受司機(jī)駕駛技術(shù)和停車位客觀條件的限制，線圈容易偏移是無線充電系統(tǒng)的重要特點(diǎn)之一。線圈的偏移將使兩側(cè)線圈的相對位置發(fā)生變化，相互交鏈的磁通減小，互感隨之減小。但是，互感值對系統(tǒng)各處電流和電壓的大小起著決定性的作用。所以，停車充電的位置發(fā)生偏移，兩側(cè)線圈偏離正對狀態(tài)，充電電流和電壓必將發(fā)生變化。針對這種工況，工程中通常采用增加前級調(diào)壓電路來調(diào)節(jié)逆變器輸入電壓的方法或者移相調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的方法。同時(shí)，這也需要采用無線通信的方法將充電電池的狀態(tài)信息傳遞到原邊形成反饋控制環(huán)，從而使系統(tǒng)保持輸出額定電流和電壓。所以，提出根據(jù)互感與原、副邊電氣量之間的電路關(guān)系進(jìn)行自動調(diào)節(jié)，省去無線通信環(huán)節(jié)，省去復(fù)雜控制策略的方法具有很大的研究意義和工程價(jià)值。

本文將在雙LCC和LCC-S混合補(bǔ)償拓?fù)涞幕A(chǔ)上，根據(jù)互感和逆變器輸出電流的關(guān)系實(shí)現(xiàn)互感自動識別，從而直接移相調(diào)節(jié)逆變器輸出的高頻電壓，開發(fā)一套允許偏移的電動汽車恒流恒壓無線充電系統(tǒng)，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證混合補(bǔ)償拓?fù)湓O(shè)計(jì)方案和基于原邊互感自動識別的移相控制方法的可行性和有效性及系統(tǒng)具有良好的運(yùn)行性能。

1 混合補(bǔ)償拓?fù)湓矸治?/h2>

對于充電電池，為了避免出現(xiàn)過充或欠充的問題，通常采用先恒流后恒壓的二階段充電法，如圖1所示，其中實(shí)線表示充電電流，虛線表示充電電壓。在充電初期，對蓄電池輸入恒定電流，端電壓逐漸增加，充入大約60%的電量，具有較高的電能利用率。當(dāng)端電壓上升到恒壓充電設(shè)定值時(shí)，切換到恒壓充電模式，充電電流逐漸減小。在整個(gè)充電過程中，等效電阻RB不斷增大。

圖1 二階段充電模式圖Fig.1 Two stage charging mode diagram

一次側(cè)采用LCC補(bǔ)償拓?fù)?，一次?cè)線圈可實(shí)現(xiàn)恒流勵磁，易于系統(tǒng)控制。并且，一次側(cè)采用LCC補(bǔ)償電路的無線充電系統(tǒng)不僅對諧振參數(shù)的準(zhǔn)確度要求低，而且對電路寄生參數(shù)的敏感度低，充電電流/電壓和互感基本為線性關(guān)系。針對線圈發(fā)生偏移進(jìn)行移相控制的工況，線圈偏移量越大，充電電流/電壓隨電池等效電阻RB的變化率反而會越小。同時(shí)，采用LCC補(bǔ)償拓?fù)洌潆婋娏?電壓可擺脫耦合線圈的約束，具有高的自由度。所以，本文基于一次側(cè)采用LCC補(bǔ)償拓?fù)涞姆绞絹碓O(shè)計(jì)副邊自動切換的混合補(bǔ)償拓?fù)?，?shí)現(xiàn)充電模式的切換。

1.1 雙LCC補(bǔ)償電路恒流輸出工作原理

基于電流控制電壓源(CCVS)的等效電路如圖2所示，電壓源輸入經(jīng)過V-C-1諧振網(wǎng)絡(luò)變換為恒流源，一次側(cè)線圈的電流I1為

(1)

所以，I1不受二次側(cè)的影響，二次側(cè)感應(yīng)電壓為恒壓源。二次側(cè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)和一次側(cè)對稱，電容Cs2不完全補(bǔ)償L2組成等效電感Leq2，Leq2和電容Cs1構(gòu)成V-C-2諧振網(wǎng)絡(luò)，變換為恒流輸出。

圖2 雙LCC補(bǔ)償?shù)刃щ娐穲DFig.2 Equivalent circuit diagram of double LCC compensation

同時(shí)，電容Cp2欠補(bǔ)償一次側(cè)線圈自感L1組成等效電感Leq1、Leq1和Lp相等，Leq2和Ls相等，分別和Cp1、Cs1組成反向LC諧振網(wǎng)絡(luò)，輸入阻抗將為純阻性，不需要輸入無功功率。

所以，雙LCC補(bǔ)償參數(shù)工作條件為

(2)

輸出電流Io-雙LCC為

(3)

在給定輸入電壓和耦合線圈的條件下，調(diào)整補(bǔ)償電感Lp和Ls的值，即可得到所需的輸出電流。

考慮耦合線圈電阻R1、R2和補(bǔ)償電感以及開關(guān)器件寄生電阻Rp、Rs的存在，輸出電流Io、輸入電流Iin和效率η雙LCC分別為：

(4)

(5)

(6)

式中:A=Rp{Rs[(ωM)2+R1R2]+R1(ωLs)2}+(ωLp)2(ωLs)2+R2Rs(ωLp)2+RL{R2(ωLp)2+Rp(ωM)2+R1R2Rp}；B=Rs[(ωM)2+R1R2]+R1(ωLs)2+RL[(ωM)2+R1R2]。

1.2 LCC-S補(bǔ)償電路恒壓輸出工作原理

等效電路如圖3所示，一次側(cè)電路和雙LCC的一次側(cè)相同。在二次側(cè)回路，電容Cs2和線圈自感L2串聯(lián)諧振，輸出電壓Uo等于二次線圈感應(yīng)電壓U2，與二次側(cè)電路參數(shù)無關(guān)，實(shí)現(xiàn)了恒壓輸出,且實(shí)現(xiàn)了完全諧振，輸入阻抗呈阻性。

圖3 LCC-S補(bǔ)償?shù)刃щ娐穲DFig.3 Equivalent circuit diagram of LCC-S compensation

所以，LCC-S補(bǔ)償參數(shù)工作條件為

(7)

輸出電壓Uo-LCC/S為

(8)

是雙LCC補(bǔ)償電路輸出電流的ωLs倍。

考慮寄生參數(shù)的影響，輸出電壓Uo、輸入電流Iin和效率ηLCC-S分別為：

(9)

(10)

(11)

式中：A=Rp(ωM)2+[R1Rp+(ωLp)2](RL+R2)；B=R1(RL+R2)+(ωM)2。

1.3 自動切換充電模式的工作原理

混合補(bǔ)償拓?fù)淙鐖D4所示，一次側(cè)為LCC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，二次線圈感應(yīng)出恒定電壓。為了實(shí)現(xiàn)充電模式的切換，二次側(cè)引入了開關(guān)K1和K2。K1、K2閉合，由補(bǔ)償電感Ls、補(bǔ)償電容Cs1和Cs2構(gòu)成二次側(cè)LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)行恒流充電。當(dāng)充電電壓等于恒壓模式額定電壓時(shí)，即Uout=Uo-LCC/S=Un時(shí)，K1、K2斷開，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)切換為LCC-S結(jié)構(gòu)，由Cs2和Cs3完全補(bǔ)償L2和Ls，進(jìn)行恒壓充電。而且，因L2和Cs2組成的等效電感Leq2和補(bǔ)償電感Ls相等。所以，Cs1=2Cs3。為了避免因電容Cs3兩端電壓不為0，開關(guān)K1閉合出現(xiàn)短路，在Cs3支路串聯(lián)了開關(guān)K3。在恒流模式，K3斷開；在恒壓模式，K3閉合。K3與K1、K2互鎖，提高了系統(tǒng)的充電安全性。

圖4 混合補(bǔ)償拓?fù)鋱DFig.4 Hybrid compensation topology graph

2 基于互感識別的移相控制方法

兩側(cè)線圈發(fā)生偏移，互感減小，由式(3)和式(8)可知，雙LCC補(bǔ)償電路的輸出電流Io和LCC-S補(bǔ)償電路的輸出電壓Uo都將會隨之線性減小。為了在較大偏移范圍內(nèi)都可以輸出額定充電電流和電壓，本文提出了如圖5所示的移相控制方法。其中，地面?zhèn)饶孀兤鳛閱蜗嚯妷盒腿珮蚰孀冸娐?，耦合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采用1.3節(jié)設(shè)計(jì)的混合補(bǔ)償拓?fù)洌囕d側(cè)整流器為電容濾波的單相不可控整流電路。

圖5 移相控制方案圖Fig.5 Phase shift control scheme diagram

逆變器的輸出電壓基波有效值Up表達(dá)式為

(12)

式中：E為直流源電壓；α為移相角；β為死區(qū)角。

整流濾波電路輸入電壓Ur、電流Ir和輸出電壓UB、電流IB的關(guān)系[7]為：

(13)

且設(shè)定恒流模式額定充電電流IBn對應(yīng)整流器輸入電流Irn，恒壓模式最小充電電流IBmin對應(yīng)整流器輸入電流Irmin。

為了移相調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓Up，首先使用電流傳感器檢測得到逆變器輸出電流Ip，再經(jīng)過帶通濾波器和信號調(diào)理電路，將其輸入到DSP信號處理器中。之后，根據(jù)電流Ip和互感的一一對應(yīng)關(guān)系，自動識別出實(shí)際的互感M實(shí)。

在實(shí)際應(yīng)用中，傳輸線圈通常由利茲線繞制而成，線圈損耗電阻很小，為毫歐級電阻。而補(bǔ)償電感的品質(zhì)因數(shù)一般大于103，而補(bǔ)償電容的等效串聯(lián)電阻ESR更小，往往忽略不計(jì)。根據(jù)仿真和實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)，考慮寄生損耗，可得到雙LCC補(bǔ)償電路輸出電流Io與互感M和負(fù)載電阻RL的關(guān)系如圖6所示。

圖6 雙LCC輸出電流與互感和負(fù)載電阻關(guān)系圖Fig.6 Relationship between output current of double LCC and mutual inductance and load resistance

可以看出，雙LCC輸出電流與互感仍基本為線性關(guān)系，系統(tǒng)中有功損耗對輸入輸出電流和互感的關(guān)系影響很小。為了方便理解，以下按理想電路進(jìn)行分析。由能量守恒定理可知

UrIr=UpIp。

(14)

在恒流充電模式，結(jié)合1.1節(jié)的分析可得

(15)

式中Upn為設(shè)定的逆變器初始輸出電壓。

所以，根據(jù)檢測到的電流值Ip，可得到實(shí)際互感為

(16)

由于每次開始充電時(shí)，電池的狀態(tài)不一定相同。所以式(16)中的等效電阻RL也為變量，互感M為Ip和RL的二元函數(shù)。因此，在車載整流濾波電路前連接控制電阻Rc和控制開關(guān)S1、S2。在互感識別過程中，S1閉合，S2斷開，上述分析中的RL=Rc，為固定值。所以，根據(jù)逆變器輸出電流Ip的大小即可得到不同偏移狀態(tài)的實(shí)際互感M實(shí)。

那么，為了輸出額定電流，由式(3)可知逆變器輸出電壓Up應(yīng)為

(17)

再根據(jù)式(12)調(diào)節(jié)移相角α，使得逆變器輸出電壓等于Up-M。當(dāng)檢測到地面?zhèn)饶孀兤鲗?shí)際輸出電流Ip與所需電流Ip-M之間存在較大誤差時(shí)，α進(jìn)行迭代。當(dāng)Ip達(dá)到誤差允許范圍內(nèi)時(shí)，α自我保持。此時(shí)，對應(yīng)車載側(cè)Io=Irn，S1斷開，S2閉合，輸出額定充電電流IBn，開始恒流充電。隨著電池等值電阻RB的增加，充電電壓不斷增大，當(dāng)UB=UBn時(shí)，進(jìn)入恒壓充電模式。在恒壓模式，隨著電池等值電阻RB的增加，充電電壓UB基本不變，充電電流IB不斷減小。當(dāng)IB=IBmin時(shí)，S1閉合，S2斷開。而且，此時(shí)對應(yīng)地面?zhèn)菼p等于Ipmin，自動關(guān)斷驅(qū)動脈沖和地面?zhèn)入娫?，停止充電，即?/p>

(18)

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 仿真分析

為了分析混合補(bǔ)償拓?fù)湓O(shè)計(jì)方案的可行性，結(jié)合硬件元器件的工藝和應(yīng)用水平，考慮寄生參數(shù)，在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境中搭建了如圖7所示的系統(tǒng)仿真模型。其中，Inverter子模塊為全橋逆變電路，輸出頻率為85 kHz的交流方波電壓。設(shè)定恒流輸出為5 A，恒壓輸出為200 V，參數(shù)設(shè)計(jì)如表1所示。并且，通過使用LCRTH2827A測量儀來測量耦合線圈和補(bǔ)償電感/電容的實(shí)際值和寄生電阻。

表1 系統(tǒng)參數(shù)表

為了模擬在充電過程中電池等效電阻RB的增加，采用了受控電流源，控制量為自身電壓，控制系數(shù)g為1/(20+400×t)，仿真時(shí)間t設(shè)置為0.2 s，等效電阻RB從20 Ω增加到100 Ω。仿真算法設(shè)置為ode23tb，并且將Solver reset method設(shè)置為robust。

圖7 系統(tǒng)仿真模型圖Fig.7 System simulation model diagram

圖8所示為充電電壓和充電電流的仿真波形圖，系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)先恒流輸出后恒壓輸出。隨著等效電阻的增加，在恒流模式，充電電流IB基本保持為5 A；在恒壓模式，充電電壓UB基本保持為200 V。在t=0.056 s時(shí)，實(shí)現(xiàn)了充電模式的平穩(wěn)過渡，電路中沒有出現(xiàn)電流電壓尖峰，充電電壓的暫態(tài)最大波動率僅為0.7%。

圖8 充電電壓和電流的仿真波形圖Fig.8 Simulation waveform of charging voltage and current

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證系統(tǒng)方案的可行性，搭建了恒流輸出5 A，恒壓輸出200 V的無線充電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。采用Chroma品牌的62050H-600直流電源，逆變電路開關(guān)器件選用IMZ120R045M1型號的MOSFET，輸出交流電壓的頻率為85 kHz，車載側(cè)整流二極管為SCS220AGHR，耦合線圈采用不含鐵氧體的圓形磁盤結(jié)構(gòu)。按表1所示的參數(shù)設(shè)計(jì)補(bǔ)償器件，補(bǔ)償電容采用EPCOS/TDK薄膜電容，補(bǔ)償電感采用鐵硅鋁磁環(huán)電感。地面?zhèn)菵SP(TMS320F28335)處理器進(jìn)行移相控制，車載側(cè)DSP輸出半導(dǎo)體開關(guān)控制信號。通過調(diào)節(jié)電子負(fù)載輸出直流電阻的大小來模擬實(shí)現(xiàn)充電過程中充電電池等效電阻RB的不斷變化。

3.2.1 切換恒流恒壓充電模式方案可行性的驗(yàn)證

切換模式的暫態(tài)波形圖如圖9所示，在恒流充電模式，開關(guān)K1和K2閉合，K3斷開，通過調(diào)節(jié)電子負(fù)載輸出的直流電阻阻值，充電電流IB基本保持為5 A，充電電壓UB不斷增大。當(dāng)充電電壓UB達(dá)到200 V時(shí)，即充電電壓UB等于了額定電壓UBn時(shí)，開關(guān)K1和K2的控制信號跳變?yōu)榱说碗娖?，開關(guān)K3的控制信號跳變?yōu)榱烁唠娖?，K1和K2斷開，K3閉合，補(bǔ)償拓?fù)鋸碾pLCC結(jié)構(gòu)可靠安全地切換為了LCC-S結(jié)構(gòu)。同時(shí)，充電電壓UB和充電電流IB只出現(xiàn)了略微的減小，沒有出現(xiàn)強(qiáng)烈的波動，充電電壓的波動率僅有3.75%。而且，充電電壓和電流都可以快速地恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)，實(shí)現(xiàn)了充電模式的穩(wěn)定切換，開始恒壓充電。

圖9 切換模式暫態(tài)波形圖Fig.9 Switching mode transient waveform

3.2.2 恒流/恒壓輸出穩(wěn)定性的驗(yàn)證

在恒流模式下，充電電流和電壓波形如圖10所示。當(dāng)?shù)刃щ娮鑂B為10 Ω時(shí)，充電電流IB為4.9 A；當(dāng)?shù)刃щ娮鑂B為20 Ω時(shí)，充電電流IB為4.78 A。電流變化率僅為2.45%，基本保持恒定。

圖10 恒流模式充電電流和充電電壓波形圖Fig.10 Waveform of charging current and voltage in constant current mode

在恒壓模式下，充電電流和電壓波形如圖11所示。當(dāng)?shù)刃щ娮鑂B為50 Ω時(shí)，充電電壓UB為202.5 V；當(dāng)?shù)刃щ娮鑂B為100 Ω時(shí)，充電電壓UB為209 V。電壓變化率僅為3.21%，基本保持恒定。

3.2.3 移相控制方法有效性的驗(yàn)證

當(dāng)兩側(cè)線圈偏移距離d為100 mm時(shí)，驅(qū)動脈沖u1～u4的波形和充電電流IB和電壓UB的波形分別如圖12和圖13所示。如果不進(jìn)行移相控制，初始導(dǎo)通角θ為0.325π，充電電流IB為3.25 A。經(jīng)過移相控制之后，導(dǎo)通角θ增加為0.66π，充電電流IB為5.2 A，基本恢復(fù)到了額定值。其中，電池等值電阻RB為最小等值電阻Rmin，設(shè)置為10 Ω，充電電壓UB分別為32.2 V和51.5 V。其他不同偏移距離的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表2所示，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明采用基于互感識別的移相控制方法，在較大偏移范圍內(nèi)，系統(tǒng)都能基本以額定電流開始充電。

圖11 恒壓模式充電電流和充電電壓波形圖Fig.11 Waveform of charging current and voltage in constant voltage mode

表2 不同偏移距離的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表

圖12 發(fā)生線圈偏移的驅(qū)動脈沖波形圖Fig.12 Driving pulse waveform after coil offset

圖13 發(fā)生線圈偏移的充電電流和充電電壓波形圖Fig.13 Waveform of charging current and voltage after coil offset

4 結(jié) 論

通過對雙LCC和LCC-S補(bǔ)償電路的輸出特性分析，結(jié)合電感電容的工作特性和系統(tǒng)安全穩(wěn)定性，設(shè)計(jì)了基于LCC-LCC/S混合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的無線充電系統(tǒng)方案。通過自動切換副邊補(bǔ)償電路，系統(tǒng)可以安全平穩(wěn)地實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電模式的切換，不會對電路器件產(chǎn)生較大的電流/電壓沖擊，充電電流和電壓隨電池等值電阻的變化率相對較低，可以滿足電動汽車的充電要求。在此基礎(chǔ)上，為了使系統(tǒng)在較大的偏移范圍內(nèi)都可以實(shí)現(xiàn)額定電流和電壓充電，提出了根據(jù)互感和原邊逆變器輸出電流的內(nèi)在對應(yīng)關(guān)系進(jìn)行互感自動識別，從而實(shí)現(xiàn)移相調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的方法。該方法根據(jù)電路參數(shù)之間的關(guān)系，原副邊分別控制，不需要原副邊之間的控制環(huán)，省去了無線通信的環(huán)節(jié)。搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明線圈偏移量在0～160 mm的范圍內(nèi)，系統(tǒng)的充電電流和電壓可以基本保持額定值。