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    零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)分析

    2021-05-11 18:07:52張哲
    中國新通信 2021年4期

    張哲

    【摘要】 ? ?零中頻接收機有功耗低、易于集成等優(yōu)勢,廣泛應(yīng)用于消費類電子產(chǎn)品和多模通信平臺。但零中頻接收機的缺點在于性能較差,究其原因,主要是因為器件不匹配和電路PCB布局誤差造成的iq不平衡。關(guān)于零中頻接收機iq不平衡校準(zhǔn)的研究通常集中在窄帶信號校準(zhǔn)方面,也就是接收機的不平衡度不變,這會產(chǎn)生頻率相關(guān)性,增加不平衡校準(zhǔn)的困難。鑒于此,本文就零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)展開具體分析,以期同仁參考。

    【關(guān)鍵詞】 ? ?零中頻接收機 ? ?iq不平衡 ? ?校準(zhǔn)

    引言

    射頻接收機技術(shù)是無線通信系統(tǒng)中的重要組成部分,但因為噪聲的影響,在一定程度上放大了射頻接收機的信號,影響對信號的甄別,同時也影響了接收機的靈敏度。零中頻接收機是一種新型的接收機架構(gòu),其電路結(jié)構(gòu)簡單、功耗低,但在使用過程中不可避免地存在iq不平衡的問題,對接收機的性能產(chǎn)生不良影響。同時,iq不平衡加劇了接收端的鏡像干擾,解決上述問題的方式主要有優(yōu)化電路設(shè)計、數(shù)字域補償校準(zhǔn)兩種。

    一、零中頻接收機

    零中頻接收機又稱為直接變頻接收機,指的是通過把射頻信號的中心頻率更改為零頻。在零頻接收機中,本振頻率與信號載波頻率保持一致,通過正交混頻,在低噪放的情況下,把其轉(zhuǎn)變成兩路零中頻基帶信號,也就是I路和Q路,所以并沒有使用到鏡頻信號,并不使用高Q值的鏡像抑制濾波器,同時還能使用單片集成低通濾波器,替換中頻信號,這在一定程度上提高了電路的集成度。

    零中頻接收機主要有以下優(yōu)點:

    第一,電路簡單、功耗低,電路簡化,器件少。

    第二,方便集成。因為并不適用片外高Q值濾波器,這提高了系統(tǒng)集成度,但相較于超外差接收機,其存在很多缺點,主要體現(xiàn)在以下方面:一是本振存在嚴(yán)重泄漏情況,受到器件隔離度的影響,有些信號會泄漏到RF端口,基于天線輻射的影響,對鄰近信號道有不同程度的影響。

    第三,直流偏置,主要是因為零中頻,并沒有把直流偏置從有用信號中分離出來,且直流偏置過大會造成后端過于飽和。

    第四,出現(xiàn)iq不平衡,受到器件工藝因素的影響,很難確保同相和正交兩路信號的幅度相同。

    二、零中頻接收機iq不平衡分析

    通常情況下,零中頻接收機主要使用瑩正交下變頻結(jié)構(gòu),因此在接收機的設(shè)計方面,有以下要求:本振效率相同的兩路正交本振信號;放大器、混頻器、LPF對信號的傳輸環(huán)境要相同。但在具體的硬件電路中,通過電路設(shè)計PCB布局的誤差,會影響I路、Q路信號的相位誤差,這會干擾鏡像信號。因為寬帶零中頻接收機中,LPF、ADC、混頻器和放大器,直接影響到I、Q兩路信號與頻率,也就是不同評率下信號的相位誤差存在差異,增加了電路設(shè)計的難度,同時更會影響其性能。

    為了對零中頻接收機中的iq不平衡情況進行深入的分析,構(gòu)造如圖1所示,把LO的不平衡當(dāng)作頻率獨立不平衡,把LPF、ADC、混頻器和放大器等對信號的影響當(dāng)作一個濾波器,I路頻率響應(yīng)為H1(f),Q路頻率響應(yīng)為Hq(f)。

    r(t)為接收的射頻信號,載波頻率為ωc,r(t)可寫成下列形式:

    r(t)=Re{z(t)exp(jωct)}

    =z1(t)cos(ωct)-zq(t)sin(ωct)

    其中z(t)=z1(t)+jzq(t),說明接收機在沒有iq不平衡時接收到的理想信號等效基帶形式。最先考慮的是窄帶下的iq不平衡,由此來看,幅度與相位之間的不平衡是有規(guī)律可循的,即和頻率并無關(guān)聯(lián),并設(shè)想這種iq不平衡是由本振造成的,其表達式為:

    xl0(t)=cos(ωl0t)-jasin(ωl0t+)

    =K1e-jωl0t+K2ejωl0t

    三、零中頻接收機iq不平衡數(shù)字域校準(zhǔn)方法

    3.1開環(huán)校準(zhǔn)方法

    3.1.1建構(gòu)查找表

    在零中頻接收、輸出射頻信號位于開環(huán)狀態(tài)時,通過對iq不平衡的校準(zhǔn),在數(shù)字基帶輸出芯片F(xiàn)PGA中創(chuàng)建查找表(LUT)。

    通過變革L(fēng)UT索引,改變對應(yīng)幅值、相位、iq兩路直流偏置,如表1所示。

    相鄰索引對應(yīng)的校正因子要設(shè)置變化,檢查步長是否科學(xué)。在實踐操Z作中,通過觀察輸出射頻調(diào)制信號功率譜。比如,在對相位的校正過程中,在選擇索引B0到Bn,在這種情況下,可增加至Bm+1…最大限度降低鏡像信號功率。

    3.1.2校準(zhǔn)具體操作

    在校準(zhǔn)數(shù)字域的過程中,校準(zhǔn)iq兩路直流偏置,通常是借助校正因子的加減來實現(xiàn)的,校正幅值是對校正因子進行乘除,應(yīng)用移位運算,借助投影原理來實現(xiàn)相位的校準(zhǔn)。I、q信號相互正交,I·Q=0,這主要是因為實際相位誤差造成的。如果I·Q≠0,這能實現(xiàn)I或Q的固定,采用移位運算的方法求出三角函數(shù),實現(xiàn)輸出I和Q的正交,做好相位校正的操作。因此,使用簡單的移位運算能對相位、直流間的偏置進行校正,從而提高其硬件功能。

    3.2閉環(huán)校準(zhǔn)方法

    3.2.1基本方法

    通過輸出耦合射頻,把其變頻至基帶,校正數(shù)字域FPGA。環(huán)路反饋iq信號分別是I(t-?1)和Q(t-?1)(?1表示環(huán)路時延),復(fù)信號Z(t)=I(t)+jQ(t);復(fù)信號自適應(yīng)校正后輸出基帶IQ信號分別是I(t-?2)和Q(t-?2)。

    3.2.2環(huán)路延時估計方法

    環(huán)路延時?1在環(huán)境、溫度的變化情況中,也會產(chǎn)生相應(yīng)變化,所以要對其實時觀察。通過整倍數(shù)進行延時估計,操作相對簡單,主要是在數(shù)字域芯片內(nèi)完成的,這主要是用功能數(shù)據(jù)流進行計算的,即:

    ?1(m)=max(n+m)·z*(n)

    3.2.3方法方針

    按照iq不平衡原理,把1MHz的單音測試信號輸入在內(nèi),采用正交調(diào)制器602MHz本振予以變頻輸出。如果變頻產(chǎn)生0.03單位直流偏置誤差、0.8dB幅度誤差、1°相位誤差,在603MHz處輸出頻譜能實現(xiàn)a信號的調(diào)制,并會在602MHz上產(chǎn)生鏡像c信號和載漏b信號。依托開環(huán)校正方法,結(jié)合超招標(biāo),開展位移和加減運算,讓鏡像下降約30dB。在射頻段耦合輸出,預(yù)估環(huán)路延時23個單位,得出環(huán)路反饋iq信號,通過閉環(huán)校正方法的使用,載漏和未校準(zhǔn)前后下降了15dB、10dB。與此同時,能對矯正前后的調(diào)制信號進行觀察。在進行校準(zhǔn)后,矢量點與理想情況所偏離,差異明顯。整體上看,開環(huán)校準(zhǔn)的效果要顯著高于閉環(huán)效果,但這會受到周邊環(huán)境的變化影響。這主要是由于閉環(huán)校正提高了下變頻的不穩(wěn)定因素,造成閉環(huán)校正效果優(yōu)于開環(huán)校正,這說明該方法是有用的。

    四、物理實現(xiàn)驗證

    通過在DDS(直接數(shù)字式頻率合成器)中輸入472kHz的單音測試信號,采用正交調(diào)制的方法,對濾波器進行重構(gòu),保證其頻率在601MHz載波左右,使用開環(huán)校準(zhǔn)方法,對頻譜儀進行觀察,結(jié)果表明殘留鏡像相較于之前下降了約20dB,讓載漏信號比較準(zhǔn)前降低了40dB。

    總之,零中頻接收機中的正交誤差,這會影響其載漏、鏡像等信號,出現(xiàn)不同程度的干擾,在一定程度上減少了調(diào)制信號的信噪量。本文中提出的校準(zhǔn)iq,并不是理想狀況下的開環(huán)和閉環(huán)方法,其主要是在內(nèi)容、數(shù)字等方面建構(gòu)查找表,提出了具體方法和操作,并對環(huán)路延時的估計方法進行了說明,結(jié)果證實,該方法能最大限度降低鏡像信號和載漏的功率,提高調(diào)制信號的信噪比。

    參 ?考 ?文 ?獻

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