基于復(fù)合控制的LLC諧振變換器輕載紋波優(yōu)化

（許繼電源有限公司，河南 許昌 461000）

隨著LLC諧振變換器的研究和發(fā)展，該電路在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、變換效率、功率密度、器件開關(guān)等方面優(yōu)勢更加明顯，應(yīng)用范圍越來越廣，例如燃料電池、直流微電網(wǎng)等領(lǐng)域[1-3]。脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulation，PFM）是一種常用的LLC變換器調(diào)制策略，但該調(diào)制策略下輸出電壓范圍受到限制，為達到寬范圍輸出的目的，還需采用其他辦法。

第一類方法是優(yōu)化電路的參數(shù)或者拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從而改善變換器輸出電壓的范圍，例如提高諧振電感與勵磁電感比值；增加LC并聯(lián)諧振電路使其在并聯(lián)諧振點附近能輸出低電壓；控制開關(guān)管使得整流器進行全橋與半橋模式的切換[4-6]。第二類方法是優(yōu)化LLC變換器調(diào)制策略，將PFM調(diào)制與其他調(diào)制策略相結(jié)合，常見的有移相控制（phase shift modulation，PSM）、突發(fā)控制（burst mode control，BMC）以及脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）。文獻[7]介紹了一種PFM控制輸出電壓、PSM進行補償?shù)姆绞?，以實現(xiàn)LLC變換器并聯(lián)時的均流控制。文獻[8]中提到的PFM與PSM相結(jié)合的方式實現(xiàn)了全范圍軟開關(guān)和寬電壓范圍工作。文獻[9-10]介紹了PFM與PWM結(jié)合的調(diào)制方式實現(xiàn)方法，但該方式會引入開關(guān)管發(fā)熱不均衡的問題。

結(jié)合以上分析，本文提出了一種新型的PWM與PFM復(fù)合控制策略，即將有限雙極性PWM控制的ZVZCS優(yōu)勢引入到LLC控制中，在輕載時采用PWM控制模式，在重載時采用PFM控制模式，從而在輕載和滿載范圍內(nèi)均實現(xiàn)了對輸出電壓的穩(wěn)定控制，并保證開關(guān)器件可以實現(xiàn)軟開關(guān)，有效提高了LLC諧振變換器的效率。論文詳細(xì)闡述了其工作原理，分析了其增益特性，進而描述了有限雙極性PWM控制與PFM控制的復(fù)合控制策略的實現(xiàn)方法，最后在20 kW充電機上進行了驗證。

1 LLC諧振變換器工作原理

圖1為全橋LLC諧振變換器的基本原理圖。Q1～Q4四個功率管（內(nèi)含續(xù)流二極管）構(gòu)成一個全橋電路，C1～C4為等效結(jié)電容。諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器勵磁電感Lm構(gòu)成LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。諧振網(wǎng)絡(luò)連接在全橋的輸出A，B兩點之間，輸出側(cè)采用四個二極管組成全橋整流電路，將高頻交流轉(zhuǎn)換為直流輸出電壓。

圖1 LLC諧振變換器基本原理圖Fig.1 Schematic diagram of LLC resonant converter

在低輸出電壓或輕載時，LLC諧振變換器的高頻段特性較為平坦，為防止輸出電壓過高，通?？刂谱儞Q器工作在間歇模式，通過控制變換器的啟停工作從而實現(xiàn)低輸出電壓的控制。然而間歇工作模式輸出紋波通常較大，從而惡化了輸出電壓質(zhì)量、加重了濾波電容負(fù)擔(dān)。為解決該問題，通常在傳統(tǒng)PFM控制基礎(chǔ)上疊加PWM控制，組成復(fù)合控制系統(tǒng)。PWM控制方式分為對稱控制和不對稱控制兩種，驅(qū)動波形如圖2所示。

圖2 驅(qū)動波形示意圖Fig.2 Schematic diagram of driving waveforms

圖 2 中 Ug1～Ug4分別為 Q1～Q4的驅(qū)動電壓波形。對稱控制時，上下管導(dǎo)通時間相同，嚴(yán)格對稱，電路無偏磁，但無法確定死區(qū)時間，無法保障開關(guān)管零電壓開關(guān)。不對稱控制時，上下管導(dǎo)通時間不同，變壓器存在直流偏磁，變化時容易進入飽和狀態(tài)。

為解決該問題，本文引入了有限雙極性控制策略，即采用PWM控制方式時，既要求上下管嚴(yán)格對稱工作，防止變壓器偏磁，又要利用對管不對稱控制來實現(xiàn)軟開關(guān)。圖3為有限雙極性控制策略下Q1～Q4的驅(qū)動波形及主要電壓電流變化，其中g(shù)1和g2為脈寬可調(diào)的定頻調(diào)寬脈沖；g3和g4為互補帶死區(qū)的方波，頻率和脈寬固定。g1和g3，g2和g4的上升沿分別保持一致。Uab為加在諧振腔兩端的電壓，Ir為諧振腔電流，Uc1，Uc3分別為開關(guān)管Q1，Q3的漏源極電壓。

圖3 有限雙極性PWM控制LLC變換器工作波形Fig.3 Operating waveforms of LLC converter controlled by finite bipolar PWM

由圖1、圖3可分析電路工作過程如下：

1）工作模態(tài) 1[t0，t1]：t0時刻，Q1和 Q3同時導(dǎo)通，由于開通時刻Uc1和Uc3均為0，開關(guān)管實現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。諧振電流Ir處于反向流通狀態(tài)，諧振電流經(jīng)過Q1和Q3返回母線，由于諧振電流小于勵磁電流，有部分電流流入變壓器，整流側(cè)兩個二極管導(dǎo)通。

2）工作模態(tài) 2[t1，t2]：在t1時刻，諧振電流降至0并開始反向增大，流向是從功率管Q1到諧振電感Lr、變壓器、功率管Q3，在t2時刻之前，功率從原邊流向副邊，流入變壓器的電流也開始增加，導(dǎo)致變壓器原邊電壓被鉗位，勵磁電感不參與諧振過程。

3）工作模態(tài) 3[t2，t3]：t2時刻，Q1關(guān)斷，諧振電流Ir流過C1（充電）和C2（放電）繼續(xù)按照原方向流動，母線會補充一部分諧振電流幫助C1和C2換流，C2經(jīng)過一段時間的放電，在t3時刻C2上電壓降為0。

4）工作模態(tài)4[t3，t4]：C1和C2換流完成后，諧振腔不再從母線汲取能量，諧振電流Ir一部分循環(huán)在諧振腔，一部分提供給變壓器，諧振電流流過諧振腔后，從Q2的體二極管續(xù)流，諧振電流不斷減小。

5）工作模態(tài)5[t4，t5]：t4時刻后，諧振電流 Ir和變壓器的勵磁電流Im相等，整流二極管零電流關(guān)斷，輸出端與原邊回路脫開，勵磁電感不再受輸出電壓的鉗位，開始參與到諧振腔進入到LLC三諧振狀態(tài)。該模態(tài)中諧振頻率為

一般情況下，勵磁電感的電感量Lm是諧振電感電感量Lr的5～6倍，諧振周期明顯變長，可近似認(rèn)為諧振電流Ir在這個階段保持不變。在此階段，負(fù)載完全依靠輸出濾波電容來提供能量。

6）工作模態(tài) 6[t5，t6]：t5時刻，Q3管關(guān)斷，逆變器進入死區(qū)換流狀態(tài)，C3和C4在諧振電流的帶動下開始換流，超前臂開關(guān)管結(jié)電容C1和C2在Q1關(guān)斷時已經(jīng)完成換流，在t4時刻，逆變器的兩個橋臂全部換流完成，為ZVS創(chuàng)造條件，其中C3的換流路徑為C3—D2—諧振腔—C3，C2的換流路徑為C2—母線—D2—諧振腔—C4。

7）工作模態(tài)7[t6，t7]：t6時刻之后，逆變器所有MOS管換流完成，諧振電流經(jīng)續(xù)流二極管D2和D4流入母線，直到t7時刻，Q2和Q4開通。

變換器后半個周期工作模態(tài)與前半個周期類似，只是電流方向改變。

2 基于復(fù)合控制的LLC諧振變換器紋波改善技術(shù)

2.1 諧波變換器特性分析

圖4 LLC諧振變換器的FHA等效電路Fig.4 FHA equivalent circuit for LLC resonant converter

式中：n為變壓器原副邊變比；fs為LLC諧振變換器工作頻率；γ為諧振電流與輸入交流電壓之間的相位差。

采用有限雙極性PWM控制方式時，A，B兩點間電壓波形如圖5所示。忽略死區(qū)時間，由傅里葉分解得A，B兩點間的電壓基波分量為

圖5 諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓波形Fig.5 Input voltage waveform of resonant network

式中：D為超前橋臂占空比。

由文獻[2]可知，諧振腔的直流增益為

式中：fr為電容Cr與電感Lr的諧振頻率；fn為頻率歸一化參數(shù)；k為電感比例系數(shù)；Q為電路的品質(zhì)因數(shù)。

根據(jù)上述公式，可得到LLC諧振變換器在定頻調(diào)寬段輸入輸出增益特性：

圖6為Q=0.139 3時變換器增益隨占空比的變化曲線，在要求的占空比20%～50%之間，LLC諧振變換器在打嗝頻率處的增益被有效細(xì)化，增益特性有明顯改善，而且仿真和實驗增益曲線較好地吻合了FHA分析的結(jié)果。

圖6 實驗、仿真與理論分析增益曲線Fig.6 Gain curves of experiment，simulation and theoretical analysis

要實現(xiàn)ZVS，必須在開關(guān)過程中對開關(guān)管寄生電容D1～D4進行充放電。逆變器ZVS的實現(xiàn)必須在變換器的死區(qū)時間Td內(nèi)完成，所以驅(qū)動電路必須設(shè)置合理的死區(qū)時間。

由于工作在感性區(qū)，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流總是滯后于開關(guān)節(jié)點的電壓，當(dāng)超前臂關(guān)斷時，仍有母線電流流入諧振網(wǎng)絡(luò)，給超前臂開關(guān)管寄生電容充放電，所以超前臂ZVS相對容易實現(xiàn)。當(dāng)滯后臂關(guān)斷時，依靠關(guān)斷時刻剩余的諧振電流，給滯后臂開關(guān)管寄生電容充放電，這種情況下，要實現(xiàn)ZVS，滯后臂關(guān)斷時刻的諧振電流必須大于在死區(qū)時間內(nèi)完成對滯后臂CZVS充放電的最小電流，即

式中：Uo為輸出電壓；D為超前臂占空比；Ts為工作周期；Udc為母線電壓。

若式（6）中 Td為 350 ns，帶入后可得 D>20.44%，則超前臂有效占空比（刨去上升時間）不小于20%。

2.2 復(fù)合控制策略的原理及實現(xiàn)

LLC諧振變換器采用變頻+有限雙極性PWM的復(fù)合控制策略，借助有限雙極性控制可以實現(xiàn)變頻模式和PWM模式的無縫切換。圖7a為該復(fù)合策略控制框圖，其中G1（s），G2（s）分別為兩種調(diào)制方式下主電路傳遞函數(shù)。變換器工作頻率與對應(yīng)PI輸出的曲線如圖7b所示，分為PWM模式、變頻模式兩段，pi為PI環(huán)節(jié)輸出值，pimid為模式發(fā)生變化時對應(yīng)值，pimax為PI環(huán)節(jié)輸出的最大值。

圖7 復(fù)合策略實現(xiàn)過程Fig.7 Composite policy implementation process

1）0

2）pimid

該復(fù)合控制模式可以有效地?zé)o縫銜接PWM段和變頻段，不僅可以在穩(wěn)態(tài)時改善輸出紋波，啟動時也可以從最大頻率點緩慢打開占空比，有效降低啟動電流沖擊。

3 實驗結(jié)果與分析

3.1 實驗平臺搭建

為驗證上文提出的LLC諧振變換器復(fù)合控制策略在實際應(yīng)用中的有效性，根據(jù)控制策略研究ZCZ43整車充電模塊，搭建試驗樣機，如圖8所示，此模塊中LLC諧振變換器部分電路使用MOSFET型號為C2M0040120D，二極管型號為C4D120D，諧振電感值為34 μH。樣機技術(shù)參數(shù)如下：額定輸入電壓AC 380 V（三相三線制），電網(wǎng)頻率（50 ±1）Hz，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍DC 200～750 V，額定輸出電壓750 V，輸出電壓紋波系數(shù)≤1%，穩(wěn)壓精度≤±0.5%。通過該實驗平臺測量LLC變換器開關(guān)管電壓電流波形變化及不同負(fù)載切換時輸出電壓紋波等波形，分析軟開關(guān)的實現(xiàn)和不同控制策略對紋波的影響。

圖8 ZCZ43整車充電模塊Fig.8 ZCZ43 vehicle charging module

3.2 實驗結(jié)果分析

圖9給出了變換器的實驗波形，在圖9a中由上至下分別為Q1管驅(qū)動、Q3管驅(qū)動，原邊諧振電流和全橋電路的輸出電壓波形；圖9b和圖9c中分別為滯后臂和超前臂的驅(qū)動和漏源極電壓。可以看出，有限雙極性控制LLC變換器可以很好地實現(xiàn)下管即超前臂的零電壓開通，由于占空比有些臨界，上管即滯后臂處于ZVS的邊緣，即上管開通時，恰好漏源極電壓過零，與前面分析一致。同時由于回路中有分布參數(shù)存在，在超前臂換流完成之后的LLC三諧振狀態(tài)中，諧振電流有些許震蕩，但是整體趨勢和仿真是一樣的，這一段時間內(nèi)，諧振電流有效值變化不大，同時，副邊二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

圖9 輕載時主要工作波形Fig.9 Main operating waveforms under light load

圖10為改進前和改進后的輕載電壓紋波，改進前，LLC諧振變換器處于驅(qū)動不連續(xù)的滿占空比打嗝狀態(tài)，改進后，這個問題得到了有效改善，在同樣的輕載條件下，LLC諧振變換器驅(qū)動已經(jīng)連續(xù)，處于PWM工作模式。表1為改進前后輸出電壓穩(wěn)壓精度及紋波系數(shù)比較，設(shè)定相同的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓，改進前紋波峰峰值為6.4 V，改進后紋波峰峰值為2.4 V，由表1可知改進前紋波系數(shù)不滿足實驗指標(biāo)要求，采用復(fù)合控制后紋波峰值系數(shù)明顯下降，僅為之前的38%，能將紋波系數(shù)降到1%以下。改進前后穩(wěn)壓精度均滿足指標(biāo)要求，且改進后的控制方式穩(wěn)壓精度更小。實驗結(jié)果表明，這種PWM控制方式有效改善了高頻增益特性，降低了紋波。

圖10 改進前后變換器輕載時的紋波Fig.10 Ripple effects of improved front and rear converters under light load

表1 輕載時改進前后輸出電壓比較Tab.1 Comparison of output voltages before and after improvement under light load

圖11為LLC的電壓動態(tài)波形。采用復(fù)合控制，變換器從動態(tài)開始到結(jié)束只有5 ms，且電壓跌落60 V后回升過程中無超調(diào)，驅(qū)動也由低占空比小增益逐步過渡到低頻高增益，中間過程無任何異常，驗證了復(fù)合控制的有效性和可行性。

圖11 電壓動態(tài)波形Fig.11 Voltage dynamic waveforms

4 結(jié)論

本文提出了一種復(fù)合控制策略以實現(xiàn)全橋LLC變換器全負(fù)載范圍的穩(wěn)定電壓輸出。此種控制策略混合了有限雙極性PWM控制與PFM控制模式，輕載時采用有限雙極性PWM控制模式，可以有效改善LLC諧振變換器的高頻增益特性，使得輸出紋波大大減??；輸出功率較大時采用PFM控制模式，兩種控制方式相結(jié)合并隨著輸出功率變化無縫切換，使得變換器在輕載至滿載范圍內(nèi)皆能夠保持變換器的輸出電壓穩(wěn)定和高性能。搭建了全橋LLC變換器的實驗樣機，通過樣機實驗驗證了所述方法的有效性與分析的正確性。