一種電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)單相整流有源濾波方法

霍現(xiàn)旭，項(xiàng)添春，李樹(shù)鵬，畢宇軒

（1.國(guó)網(wǎng)天津市電力公司電力科學(xué)研究院，天津 300384；2.天津大學(xué)電氣自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，天津 300072）

近年來(lái)，隨著化石燃料減少等能源危機(jī)的出現(xiàn)和大氣污染等環(huán)境問(wèn)題的加劇，使用新能源的分布式發(fā)電得到了越來(lái)越多的應(yīng)用[1-3]。其中，小容量分布式電源構(gòu)成的微網(wǎng)，由于其能源利用率高、安裝方便靈活等優(yōu)勢(shì)獲得了更多的關(guān)注[4-7]。

直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。在直流微電網(wǎng)中，電動(dòng)汽車作為一種常見(jiàn)用戶[8-9]，其充電系統(tǒng)的相關(guān)研究受到了廣泛的關(guān)注[10]。其中單相PWM整流器由于其高效率、小體積、低成本和高可靠性的優(yōu)點(diǎn)，在電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用[11-13]。而當(dāng)直接接入交流單相電網(wǎng)時(shí)，電動(dòng)汽車通過(guò)使用一體化充電系統(tǒng)，使單相整流器由電動(dòng)汽車電機(jī)驅(qū)動(dòng)器復(fù)用得到。但單相整流器工作時(shí)，其直流母線上產(chǎn)生的電壓二次紋波會(huì)給充電系統(tǒng)帶來(lái)諸多危害[14]。

圖1 直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of the DC microgrid

電動(dòng)汽車使用單相電網(wǎng)給動(dòng)力電池充電時(shí)，直流充電電壓的二次紋波會(huì)使電池發(fā)熱，降低充電效率并損害電池壽命[15]，也相應(yīng)的會(huì)影響充電時(shí)電動(dòng)汽車上散熱風(fēng)扇、空調(diào)等電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的性能[16-18]。而在網(wǎng)側(cè)，由于直流側(cè)二次紋波經(jīng)控制系統(tǒng)負(fù)反饋進(jìn)入控制環(huán)中，網(wǎng)側(cè)電流會(huì)相應(yīng)產(chǎn)生畸變，影響網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量。由于以上問(wèn)題，電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)中，單相PWM整流直流側(cè)電壓二次紋波抑制已逐漸成為國(guó)內(nèi)外學(xué)者的研究熱點(diǎn)。

由于無(wú)源濾波存在體積大、功率密度低等缺點(diǎn)[19-20]，在實(shí)際應(yīng)用中一般選用有源濾波方式來(lái)抑制直流側(cè)電壓的二次紋波。文獻(xiàn)[21-22]在傳統(tǒng)控制方法的基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn)，避免了傳統(tǒng)有源濾波控制方案的諧振問(wèn)題。文獻(xiàn)[8]對(duì)一種已有的有源濾波拓?fù)涮岢隽诵碌目刂品椒?，但這種控制方法需要在三相輸入都有電感時(shí)才能夠適用。文獻(xiàn)[23]僅使用1個(gè)H橋，同時(shí)使用2個(gè)電容對(duì)稱連接在交流電源兩端，此時(shí)2個(gè)半橋均復(fù)用做PWM整流和有源濾波，這種方法會(huì)使得開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力大于單相PWM整流時(shí)的電流應(yīng)力。

本文提出了一種可應(yīng)用于電動(dòng)汽車一體化充電系統(tǒng)中的單相整流有源濾波方法。這種方法使用電機(jī)驅(qū)動(dòng)器的三相半橋作為整流器用于單相整流。通過(guò)采用所提出的控制方法，在實(shí)現(xiàn)輸入電流跟隨電網(wǎng)電壓正弦變化、功率因數(shù)接近于1、電流總諧波畸變率（total harmonic distortion，THD）相較不使用有源濾波可得到改善的同時(shí)，能得到穩(wěn)定的直流輸出電壓且電壓二次紋波明顯減小。而通過(guò)復(fù)用2個(gè)半橋，相較于傳統(tǒng)有源濾波拓?fù)洌蛇M(jìn)一步簡(jiǎn)化電路并降低充電器成本。本文首先分析了單相PWM整流的直流電壓二次紋波的產(chǎn)生機(jī)理及有源濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；然后就所提出的有源濾波控制方法的運(yùn)行原理進(jìn)行分析和推導(dǎo)；最后進(jìn)行仿真模型的搭建，結(jié)果分析驗(yàn)證所提方法的正確性和有效性。

1 有源濾波拓?fù)渫茖?dǎo)及原理分析

1.1 單相整流直流側(cè)電壓二次紋波產(chǎn)生機(jī)理

傳統(tǒng)的單相PWM整流器拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2 傳統(tǒng)單相PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 The rectifier topology of the traditional single-phase PWM

設(shè)電網(wǎng)側(cè)交流電壓us為理想的正弦波，角頻率為ω，交流側(cè)輸入電流is也無(wú)畸變，則可表示為

式中：Us，Is分別為電網(wǎng)輸入電壓、輸入電流的幅值；φ為交流輸入電壓電流的相位差，即功率因數(shù)角。

由式（1）、式（2）可得交流側(cè)的瞬時(shí)輸入功率Pgrid如下式：

由式（3）可知，Pgrid可分為直流功率分量Pg1和二次脈動(dòng)功率分量Pg2ω：

直流分量即為輸入功率的有功部分；二次分量則為瞬時(shí)無(wú)功。

將開(kāi)關(guān)管等同為理想開(kāi)關(guān)管時(shí)，可得到功率平衡方程如下：

式中：RL為直流側(cè)電阻負(fù)載。

將式（6）代入式（3），設(shè)t=0時(shí)，輸入功率Pgrid的初值為P0，輸出電壓的初值為Udc0，可得直流側(cè)電壓Udc的表達(dá)式為

對(duì)Udc進(jìn)行傅里葉分析后可知，由于二次脈動(dòng)功率的存在，直流側(cè)電壓中會(huì)產(chǎn)生二次紋波。

為了抑制直流電壓的二次紋波、降低功率損耗和提高系統(tǒng)的功率密度，一般采取電容儲(chǔ)能型濾波。由于電容的容抗明顯大于電路中電感的感抗，一般為計(jì)算方便忽略掉電感所吸收的二次脈動(dòng)功率。此時(shí)要求濾波電容能吸收交流側(cè)輸入的二次脈動(dòng)功率，即

當(dāng)濾波電容功率滿足式（8）時(shí)，可實(shí)現(xiàn)單相PWM整流直流側(cè)電壓的二次紋波抑制。

1.2 單相整流有源濾波拓?fù)渫茖?dǎo)

電動(dòng)汽車一體化充電系統(tǒng)工作原理如圖3所示。

圖3 電動(dòng)汽車一體化充電系統(tǒng)工作原理Fig.3 Working principle for the integrated charging system of electric vehicles（EVs）

由圖3可知，電動(dòng)汽車驅(qū)動(dòng)器由A，B，C 3個(gè)半橋組成，且不同模式下各半橋的工作情況各有不同。但如前文分析，在單相整流模式工作時(shí)，整流器直流側(cè)會(huì)產(chǎn)生二次紋波，因而需要進(jìn)一步改進(jìn)單相充電時(shí)的整流器拓?fù)浼跋鄳?yīng)控制結(jié)構(gòu)。

傳統(tǒng)的單相整流有源濾拓?fù)淙鐖D4所示。在傳統(tǒng)的有源濾波電路中，A，B半橋用于單相PWM整流，從而使輸入電流能跟隨輸入電壓正弦變化，功率因數(shù)接近為1，同時(shí)輸出穩(wěn)定的直流電壓；C，D半橋用于直流輸出電壓的二次紋波抑制，通過(guò)控制C，D兩橋，使電容C1中儲(chǔ)存的能量變化，當(dāng)滿足式（8）時(shí)，即可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的二次紋波抑制。

圖4 傳統(tǒng)的單相整流有源濾波拓?fù)銯ig.4 The topology of the traditional single-phase active power filter

本文使用的有源濾波拓?fù)鋵D3中的B，C兩相合并。合并后的B相同時(shí)要用于單相PWM整流和直流電壓二次紋波抑制。此拓?fù)漭^傳統(tǒng)方法減少了一個(gè)橋臂，在硬件成本降低的同時(shí)，減少了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗，提高了變換器的效率和穩(wěn)定性。對(duì)圖4中的拓?fù)溥M(jìn)行簡(jiǎn)化，合并中間2個(gè)半橋，得到如圖5所示的拓?fù)?，A相僅用于單相PWM整流；B，C兩相均復(fù)用于單相PWM整流和有源濾波。

圖5 電動(dòng)汽車單相整流充電時(shí)的有源濾波拓?fù)銯ig.5 The active filter topology for single-phase rectifying charging system of EVs

本文采用的有源濾波拓?fù)淇煽醋魇窃谌郟WM整流系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，加入1個(gè)儲(chǔ)能電容，但不同的是，在三相PWM整流器中，三相電網(wǎng)電源對(duì)稱且均能輸入有功功率；而在此有源濾波電路中，只有一相能輸入有功功率。本文所提出的控制方法通過(guò)控制濾波電容C1的電壓，可使無(wú)功功率被電容吸收，從而達(dá)到抑制直流側(cè)二次紋波的目的。

2 有源濾波拓?fù)淇刂撇呗?/h2>

2.1 單相整流控制策略

如上所述，拓?fù)淇煞譃閮刹糠?，即單相PWM整流和直流側(cè)二次紋波抑制兩部分，控制方法也對(duì)應(yīng)為整流和二次紋波抑制兩部分。圖6為圖5中的有源濾波拓?fù)涞牡刃щ娐?。圖6中，L1，L2，L3分別為三相輸入電感；uAN，uBN，uCN分別為三相半橋中點(diǎn)對(duì)直流輸出負(fù)極N點(diǎn)的電壓。

圖6 有源濾波拓?fù)涞刃щ娐稦ig.6 Equivalent circuit of the active power filter topology

系統(tǒng)的首要控制目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓的可控輸出及輸入側(cè)功率因數(shù)為1，所提出的控制方法單相整流部分采用傳統(tǒng)的電壓、電流雙環(huán)控制策略，控制框圖如圖7所示，此時(shí)單相整流拓?fù)涞牡刃щ娐啡鐖D8所示，其對(duì)應(yīng)的電路方程如下：

圖7 傳統(tǒng)單相PWM整流控制框圖Fig.7 The block diagram of the traditional single-phase PWM rectifier control

圖8 傳統(tǒng)單相PWM整流拓?fù)涞刃щ娐稦ig.8 Equivalent circuit for the topology of the traditional single-phase PWM rectifier

圖7中電壓環(huán)通過(guò)PI調(diào)節(jié)直流電壓與直流給定電壓的差值為0，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的直流電壓輸出。電壓環(huán)PI輸出1個(gè)電流給定幅值，通過(guò)乘以經(jīng)鎖相環(huán)得到的、與電網(wǎng)輸入電壓相位相同的幅值為1的相位量，得到交流輸入電流的給定值，即isref。電流環(huán)采用準(zhǔn)比例諧振（proportional reso?nant，PR）控制器，利用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器對(duì)特定頻率交流信號(hào)的高增益，可實(shí)現(xiàn)輸入交流電流跟隨給定值，且無(wú)穩(wěn)態(tài)誤差，從而實(shí)現(xiàn)輸入側(cè)功率因數(shù)接近于1。

2.2 有源濾波控制策略

設(shè)有源濾波理想情況下電容電壓uC1表達(dá)式為

式中：a，b分別為電容電壓 uC1的 sin（ωt）項(xiàng)和cos（ωt）項(xiàng)的幅值給定量。

則iC1對(duì)應(yīng)為下式：

則可得儲(chǔ)能電容的功率PC1為

其中

通過(guò)式（8）可得：

同時(shí)a，b的表達(dá)式設(shè)置如下：

根據(jù)式（14）可得到對(duì)應(yīng)電容電壓uC1的表達(dá)式為

在每個(gè)控制周期中，都可將儲(chǔ)能電容視為一個(gè)電壓源。則可得到有源濾波拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的等效電路，及其整流部分、有源濾波部分的工作模式，如圖9所示。由圖9可得到整流下的等效電壓ucm和有源濾波下的等效電壓udm滿足如下關(guān)系：

圖9 有源濾波拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的等效電路及其工作模式Fig.9 Equivalent circuit of the active power filter topology and its working modes

且對(duì)應(yīng)設(shè)置uAN=-uBN則可得：

把電容C1也視為電壓源時(shí)，則對(duì)應(yīng)可得到控制框圖如圖10所示。

圖10中，ucm對(duì)應(yīng)的控制原理圖同傳統(tǒng)單相PWM整流相似，而udm對(duì)應(yīng)的控制原理圖如圖11所示。

圖10 有源濾波控制框圖Fig.10 Block diagram of the active power filter control

圖11 有源濾波分量udm的控制框圖Fig.11 Control block diagram of udm

以式（15）的計(jì)算結(jié)果作為電容電壓給定值，在控制環(huán)中，使用電壓電流環(huán)控制，以達(dá)到良好的控制效果。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

在所提出的單相PWM整流的直流側(cè)二次紋波抑制控制方法仿真中，使用的是理想開(kāi)關(guān)器件，其余參數(shù)設(shè)計(jì)如下：電網(wǎng)側(cè)輸入電壓峰值Us=110 V，整流器直流電壓給定Udcref=220 V，A相電感L1=4 mH，B相電感L2=4 mH，C相電感L3=4 mH，儲(chǔ)能電容C1=150 μF，直流穩(wěn)壓電容Cdc=200 μF，開(kāi)關(guān)頻率fs=10 kHz；直流側(cè)等效負(fù)載電阻RL=100 Ω。

3.1 未采用有源濾波方法的單相整流仿真

在未采用有源濾波方法下，采用傳統(tǒng)單相PWM整流拓?fù)鋾r(shí)的輸入輸出仿真波形如圖12所示。

圖12 未采用有源濾波方法單相PWM整流電路的仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of the single-phase PWM rectifier without active power filter

由圖12可見(jiàn)，未采用有源濾波方法時(shí)，單相整流器能實(shí)現(xiàn)輸出給定的直流電壓，并實(shí)現(xiàn)輸入電壓電流的相位差接近于0。但是，在直流側(cè)輸出電壓的平均值Udc=219.464 V時(shí)，其輸出電壓的紋波為ΔUdc=37.558 V，輸出電壓波動(dòng)較大，占給定輸出電壓的17.07%。輸入電流雖然能實(shí)現(xiàn)跟隨輸入電壓相位，但其畸變較大，THD=7.72%。其傅里葉分析圖如圖13所示。

由圖13可知，輸入電流的三次諧波較大，使得電流發(fā)生畸變。由于在單相PWM整流的控制回路中，輸入電流的幅值給定是由直流輸出電壓的誤差信號(hào)經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到的，當(dāng)直流電壓二次脈動(dòng)較大時(shí)，直流電流的幅值量給定值中會(huì)相應(yīng)的引入二次脈動(dòng)。輸入電流的給定值是由鎖相環(huán)產(chǎn)生的電網(wǎng)電壓的sin（ωt）和電壓環(huán)PI輸出相乘得到的，因而會(huì)使得電流給定值中含有三次諧波分量，導(dǎo)致電網(wǎng)電流畸變。而一般電網(wǎng)要求用戶的輸入交流電流THD在5%以內(nèi)，可見(jiàn)此時(shí)電流畸變過(guò)大，不滿足電網(wǎng)要求。

圖13 未采用有源濾波時(shí)輸入電流的傅里葉分析Fig.13 FFT analysis of the input current without active power filter

3.2 采用傳統(tǒng)的有源濾波方法的單相整流仿真

采用如圖4所示的傳統(tǒng)有源濾波方法的單相PWM整流的輸入輸出仿真波形如圖14所示。由圖14a可知，傳統(tǒng)的有源濾波電路具有直流側(cè)電壓紋波抑制功能，電壓紋波為ΔUdc=10.732 V。由圖14b可知，輸入電流能跟隨輸入電壓正弦變化，同時(shí)輸入電流的傅里葉分析如圖15所示。由圖15可知，電流的THD=3.924%，電流控制效果較未采用有源濾波方法有了明顯的改善。

圖14 采用傳統(tǒng)有源濾波方法單相PWM整流電路仿真波形Fig.14 Simulation waveforms of the single-phase PWM rectifier with the traditional active power filter

圖15 采用傳統(tǒng)有源濾波方法輸入電流的傅里葉分析Fig.15 FFT analysis of the input current with the traditional active power filter

3.3 采用所提出的有源濾波方法的單相整流仿真

采用所提出的有源濾波方法的單相PWM整流的輸入輸出仿真波形如圖16所示。由圖16a可知，電路直流側(cè)能輸出穩(wěn)定的直流電壓，且此時(shí)電壓紋波僅為ΔUdc=5.382 V。輸出電壓的紋波明顯小于未應(yīng)用有源濾波時(shí)，也小于采用傳統(tǒng)的有源濾波方法時(shí)的紋波，僅占輸出電壓的2.45%，是未使用有源濾波時(shí)的紋波的0.15倍。

由圖16b可知，輸入電流能跟隨輸入電壓變化，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)接近于1。其輸入電流的傅里葉分析如圖17所示，電流的THD=1.289%<5%，滿足電網(wǎng)對(duì)用戶的要求。圖17中，電流三次諧波從未采用有源濾波時(shí)的0.657 A減小至0.082 0 A，電流的THD顯著減小。與本節(jié)中的分析一致，輸出電壓的二次紋波減小導(dǎo)致電流的三次諧波減小，進(jìn)而使得輸入電流的THD減小。而本文所提出的有源濾波方法的輸入電流諧波分量相比于傳統(tǒng)有源濾波方法也有所減小。

圖16 采用有源濾波方法單相PWM整流電路的仿真波形Fig.16 Simulation waveforms of the single-phase PWM rectifier with the proposed active power filter

圖17 采用有源濾波方法輸入電流的傅里葉分析Fig.17 FFT analysis of the input current with the proposed active power filter

由圖16c可知，相比于傳統(tǒng)單相有源濾波拓?fù)?，A相半橋的電流應(yīng)力不變，但由于省去了D相半橋，同時(shí)B，C兩相的電流應(yīng)力減小，可見(jiàn)所提出的有源濾波控制方法可在節(jié)省充電器成本的同時(shí)，降低電路的損耗。

3.4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

依照仿真所設(shè)置的參數(shù)，本文進(jìn)行實(shí)驗(yàn)以驗(yàn)證所提出的有源濾波方法的性能。為驗(yàn)證其直流側(cè)二次紋波抑制性能，在相同參數(shù)下進(jìn)行了與未使用有源濾波方法的單相整流實(shí)驗(yàn)作為對(duì)比，實(shí)驗(yàn)對(duì)比結(jié)果如圖18所示。本文實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中輸入電壓有效值為110 V。

圖18 兩種控制方法實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比Fig.18 Experimental waveforms contrast of the two methods

由圖18可見(jiàn)，采用傳統(tǒng)的單相PWM整流拓?fù)鋾r(shí)，功率因數(shù)PF為0.996，THDi=6.7%，直流輸出電壓的二次脈動(dòng)Δudc約為55 V。當(dāng)采用所提出的有源濾波拓?fù)鋾r(shí)，功率因數(shù)PF增加至0.998，THDi減少到2.8%，且此時(shí)直流輸出電壓的低頻波動(dòng)Δudc約減小到10 V。圖19為額定負(fù)載時(shí)，采用和未采用有源濾波方法的兩種整流器輸入電流的傅里葉分析。與傳統(tǒng)單相整流拓?fù)湎啾?，采用本文所提出的有源濾波拓?fù)鋾r(shí)，輸入電流的三次諧波電流分量減少了50%以上，故此輸入電流的總諧波畸變率減小了5.1%?？梢?jiàn)，本文所提出的有源濾波方法可實(shí)現(xiàn)直流側(cè)二次紋波抑制功能，同時(shí)降低輸入電流的THD，提高整流器的網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量。

圖19 兩種方法的輸入電流傅里葉分析對(duì)比Fig.19 FFT analysis contrast of the input current with the two methods

4 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)的單相有源濾波電路的基礎(chǔ)上，分析使用了一種新型有源濾波拓?fù)洳⑻岢鱿鄳?yīng)的控制方法，用于單相PWM整流的直流電壓的二次紋波抑制。這種控制方法能實(shí)現(xiàn)通過(guò)復(fù)用半橋，控制電容儲(chǔ)能，同時(shí)完成PWM整流和有源濾波。能實(shí)現(xiàn)輸入電流跟隨輸出電壓呈正弦且功率因數(shù)接近于1變化，輸出穩(wěn)定的直流電壓，并能顯著減小輸出電壓紋波。與此同時(shí)，減小輸入電流畸變，改善網(wǎng)側(cè)輸入電流的THD。本文中搭建的仿真模型所得出的仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制方案原理的正確性和有效性。因此，本文所提出的有源濾波控制方法可以用于單相PWM整流的直流輸出電壓二次紋波的抑制。