一種低頻信號改善電路的設(shè)計與驗證 ①

趙子正，王 鹢1,2，苗育君，趙 偉

(1.空間環(huán)境材料行為及評價技術(shù)重點實驗室，黑龍江 哈爾濱 150000；2.蘭州空間技術(shù)物理研究所，蘭州 730000)

0 引言

近年來，各種新式的傳感器被設(shè)計制作出來并應(yīng)用到各個領(lǐng)域中，然而其中某些傳感器由于物理特性的限制導(dǎo)致其低頻段信號幅度相比較于其他頻段的信號幅度低，并且容易被熱噪聲、1/f噪聲、工頻噪聲、宇宙噪聲等所干擾，使得信號埋沒于噪聲中，影響傳感器的性能，進(jìn)而使得傳感器在使用領(lǐng)域中受到了限制。因此需要對這種情況下的低頻信號進(jìn)行改善，使其與全頻段信號的幅度相當(dāng)[1]。

例如MHD角速率傳感器，該傳感器是以磁流體動力學(xué)(Magnetohydrodynamics)為原理制成的角傳感器，其角速率精度可達(dá)10 ，帶寬達(dá)1kHz[2,3]，具有可靠性高、壽命長、低成本、小體積、結(jié)構(gòu)簡單、無機械飽和的優(yōu)點。但是也具有明顯的缺點，由于該傳感器自身物理特性及所帶變壓器的影響，導(dǎo)致在10Hz以下的頻段中，性能表現(xiàn)不佳，影響其在某些特定場合應(yīng)用的表現(xiàn)，如圖1 所示。

低頻性能差會影響MHD角速率傳感器在實際應(yīng)用中的表現(xiàn)。當(dāng)傳感器在工作過程中，發(fā)生低頻角振動時，由于低頻性能有限，低頻角振動信號幅度低，誤差大，容易被噪聲掩蓋，造成無法準(zhǔn)確測量，將會嚴(yán)重影響角速率傳感器的應(yīng)用范圍[4,5]。

圖1 MHD400-H原理樣機幅頻特性曲線

本文設(shè)計了一種低頻信號改善電路，以510所MHD角速率傳感器國產(chǎn)原理樣機作為實驗對象，驗證該低頻信號改善電路的改善效果。

1 低頻信號改善電路的設(shè)計

針對低頻信號衰減，本文設(shè)計了可以改善低頻信號的電路，相較于MHD角速率傳感器原理樣機現(xiàn)有的信號調(diào)理電路(如圖2所示)，該電路增加了處理10Hz以下頻段低頻信號的支路，如下圖3所示。

圖2 傳統(tǒng)傳感器信號調(diào)理電路

圖3 本文所設(shè)計的低頻信號改善電路

由于該傳感器物理部分輸出的電壓信號很微弱，只有±2×10-7V至±2×10-2V，為了使信號經(jīng)處理后幅值可以滿足后續(xù)計算機處理的要求，需要輸出信號在經(jīng)過整個信號調(diào)理電路后達(dá)到 mV至 V。本文以510所原理樣機MHD400-H-1為例,輸入角速率信號10°/s，其在經(jīng)過變壓器的放大后，按照設(shè)計要求，信號仍需放大約600倍，而考慮到增益帶寬積的限制，以及便于兩支路信號幅值的調(diào)整，將信號放大器分為兩級，并且第二級的放大電路分別位于兩支路。

在低頻信號的支路中，首先利用濾波器將所需要的頻段篩選出來，并濾去高頻噪聲。在將信號篩選出來后，進(jìn)行二級放大，使信號幅值達(dá)到要求。然而在篩選出來的信號中，也伴隨有熱噪聲與1/f噪聲，為了避免噪聲給信號帶來的影響，利用調(diào)制與解調(diào)電路對信號進(jìn)行處理，盡可能地消除噪聲。

在經(jīng)過上述電路模塊后，由于容性與感性器件的影響，低頻信號的相位必然會產(chǎn)生變化，與原信號產(chǎn)生相位差?？紤]到后續(xù)兩支路信號合并，需要將低頻信號的相位移相，使其對整體信號影響最小，至此低頻信號的處理結(jié)束，并將其與經(jīng)放大后的原信號相疊加后輸出。

1.1 信號放大電路

對于前置級放大電路而言，需要達(dá)到的要求為高精度、低噪聲、高共模抑制比、高輸入阻抗、高線性度與低功率等要求。

為了達(dá)到以上的要求，可選用差動輸入的三運放形式，然而為了獲得較高的性能，三個運放之間要進(jìn)行嚴(yán)格的匹配，其電路所搭配的電阻之間也要嚴(yán)格的匹配，這對于分立器件是難以實現(xiàn)的。對此，可選用三運放式的儀表放大器AD620作為主要器件。儀表放大器具有差分式輸入，高輸入阻抗，低輸出阻抗的特點，可以很好地抑制共模信號，滿足該電路的要求。而對于后置的放大電路而言，在其精度要求不高的情況下，為了節(jié)約成本，可不選擇儀表放大器，而選擇常規(guī)的低噪聲運算放大器來組成放大電路。

1.2 低通濾波器電路

在該電路中，需要篩選性能較差的10Hz以下的低頻段信號以便后續(xù)的針對性處理。

對于篩選低頻段信號的低通濾波器而言，由于原理樣機的低頻段幅頻特性曲線下降較為平緩，并且，考慮到后續(xù)要將處理后的低頻信號疊加至完整頻段信號，因此在選擇濾波器時要選擇在通帶內(nèi)盡量固定延遲，且阻帶內(nèi)下降平緩的濾波器類型。

綜上考慮，選擇貝塞爾濾波器作為篩選低頻段信號的低通濾波器。貝塞爾濾波器可以使得信號獲得線性相位工作特性，即獲得最大的平坦延遲工作特性。貝塞爾濾波器的階躍響應(yīng)工作特性沒有過沖與振鈴，沖擊響應(yīng)沒有振蕩特性，但是其選擇性較差[9]。然而，較差的選擇性在MHD角速率傳感器的低頻電路中并不是缺點，其優(yōu)秀的平坦時延特性也可以保證后續(xù)信號疊加的順利進(jìn)行。

考慮到圖1中低頻段的幅頻特性曲線以及貝塞爾濾波器的最大平坦延遲衰減特性，設(shè)計該濾波器-3dB的截止頻率為5Hz，-30dB的頻率為20Hz，選取在4rad/s頻率點不低于30dB抑制能力的4階網(wǎng)絡(luò)貝塞爾濾波器進(jìn)行設(shè)計。

1.3 調(diào)制解調(diào)電路

對于10Hz以下的低頻信號而言，如果不經(jīng)過處理，直接經(jīng)過兩級放大電路放大，幾千倍的增益會使得與有用信號無關(guān)的漂移電壓、白噪聲、 噪聲[12]等也會隨之放大，對低頻信號產(chǎn)生較大的干擾，而上一級的低通濾波器對其相近頻段的噪聲并不會起作用。

然而簡單的電容隔直的方法對于低頻信號也具有衰減，在該電路中電路顯然不適用，鑒于白噪聲及 噪聲與有用信號同頻同相的概率極小，因此，可以使用調(diào)制解調(diào)電路來消除噪聲對于低頻信號的影響[10]。

調(diào)制放大與解調(diào)的過程如下圖4所示，其中載波信號一般選用的是正弦波或者是方波信號，頻率是被測信號頻率的20倍以上[13]。在調(diào)制或解調(diào)的過程中，需要將載波信號與被測信號相乘，常采用模擬乘法器或者電子開關(guān)解調(diào)器(相當(dāng)于載波信號為方波的模擬乘法器)來實現(xiàn)。在此過程中與被測信號不同頻同相的白噪聲與1/f噪聲將會得到抑制。

圖4 調(diào)制放大與解調(diào)過程

在本文的電路中，采用模擬乘法器AD633作為調(diào)制與解調(diào)的器件。AD633具有兩路差分信號輸入X與Y，一路單端輸入Z(當(dāng)Z端接地時，Z=0)，一路單端輸出W，其功能為：

因此，為了消除兩個AD633對信號幅值衰減的影響，需要利用放大器對信號放大至少100倍以上。

由于在該電路中被測信號的頻率為10Hz以下，所以載波信號選取2000Hz的正弦波。解調(diào)后的信號，使用與前級電路中相同的四階貝塞爾濾波電路來濾去高頻分量。

1.4 移相電路

信號在經(jīng)過濾波器等器件時。由于電路中電容等電抗器件的影響，其相位會發(fā)生改變。在部分頻段中，由于相移的原因，兩支路信號會出現(xiàn)正負(fù)相反的現(xiàn)象，使得幅值減小，因此在信號求和前，需要確定相移幅度，對低頻信號進(jìn)行移相，使得對整體信號的影響最小。

在得到需要移動的相位后，下一步則是設(shè)計移相電路。為了避免電容對低頻信號的影響，盡可能采用滯后移相電路。但是一般的RC滯后移相電路只能移動90°[11]，若要實現(xiàn)0到180°的相位移動，需要利用運算放大器對其進(jìn)行改進(jìn)，如下圖5所示。

圖5 0到180°滯后移相電路

1.5 求和電路

在將低頻信號單獨處理好以后，需要將低頻信號與全頻段信號相疊加，進(jìn)而提高低頻段信號的增益。

對于信號疊加，可以利用集成運放實現(xiàn)求和運算，在本電路中，選擇各支路增益便于調(diào)節(jié)的反相求和電路來將信號疊加。

2 硬件電路驗證

在經(jīng)過以上設(shè)計后，制作出上述的電路，如圖6所示，將其進(jìn)行驗證，通過15mV的電壓信號，并分別針對3、4Hz信號進(jìn)行移相，使其相位偏差為零，改變頻率，得到電路輸出電壓，數(shù)據(jù)如表1所示。

圖6 低頻信號改善電路實物圖

如表1所示，分別對3、4Hz信號移相相比，對3Hz信號移相后(下文稱方式1)的輸出電壓雖然在1-3Hz幅值較高，但是在4Hz以后幾乎都要比對4Hz信號移相后(下文稱方式2)的輸出電壓幅值要小，并且兩者在某一頻段內(nèi)都會產(chǎn)生幅值下降后又抬升的情況。方式1出現(xiàn)這種情況的頻段在5-9Hz，而方式2出現(xiàn)在6-10Hz，且方式1下降的幅度更大。

表1 對3、4Hz信號移相后的電路輸出信號幅度

出現(xiàn)此情況的原因在于如前文中所提到的，由于低頻信號支路中容性器件對信號相位的偏移影響導(dǎo)致在兩支路信號疊加時，在某些頻率上兩電壓信號方向相反，相位差越接近180°，其幅值越低，當(dāng)相位差從0至180°呈周期性變化時，其電壓信號幅值會隨頻率產(chǎn)生反復(fù)上升下降的幅值“波動”現(xiàn)象。對比方式1與方式2，并對其他頻率相位移相進(jìn)行仿真可知，在移相頻率±2Hz內(nèi)的頻段的信號并沒有太大的影響，而在此范圍外的信號幅值則會產(chǎn)生幅值“波動”現(xiàn)象。由于低通濾波器對信號的衰減作用，頻率接近10Hz處的信號由于低頻信號幅值的降低，“波動”現(xiàn)象越不明顯，反之頻率越接近1Hz，該現(xiàn)象越明顯。綜合考慮，為了保證信號整體幅值差距小且幅值“波動”現(xiàn)象少發(fā)生，選擇對4Hz信號進(jìn)行移相。

隨后將電路與傳感器連接并進(jìn)行測試，本文傳感器選擇MHD原理樣機MHD400-H-1，輸入角速率信號10°/s，輸入至約600倍放大電路作為改善前的電壓，輸入至信號處理電路(10Hz以上放大倍率約640倍)作為改善后的電壓，輸出信號(3-20Hz)幅度結(jié)果如表2所示，對比結(jié)果可知，由于該信號處理電路增益比放大電路增益偏大，除對傳感器信號幅度整體有0.8dB左右的提升以外，該電路對于3～10Hz信號有0～4dB的改善作用，且在整個頻段上，信號幅度達(dá)到10dB以上，但是在6～9Hz有1dB以內(nèi)的下降，然而通過改善后的結(jié)果可知，在噪聲不影響的情況下，該下降可以通過電路整體增益的略微調(diào)高而消除影響。

表2 傳感器信號改善前后對比

5 結(jié)論

本文通過對MHD角速率傳感器的原理進(jìn)行分析，得到了傳感器在0-10Hz性能不佳的原因，并針對傳感器0-10Hz信號單獨處理以及噪聲抑制，設(shè)計出了該MHD角速率信號低頻信號處理電路，將其連接傳感器進(jìn)行測試，得到的結(jié)論如下：

(1)MHD角速率傳感器原理樣機的輸出信號經(jīng)過該信號調(diào)理電路針對性地改善后，在0-10Hz中的信號幅度有了0-4dB的提升，提升了傳感器在10Hz以下的靈敏度，同時，也可以使得其輸出信號幅度在全頻段都在10dB以上，可以滿足后續(xù)電路對信號幅度的要求。

(2)由于相移的影響，兩支路信號相位差越接近180°，信號衰減越明顯，隨著相位差的周期性移動，信號幅度會產(chǎn)生波動。通過移相電路針對某一頻率移相后，該頻率周圍的信號幅值波動現(xiàn)象有所改善，然而仍會在遠(yuǎn)離該頻率的頻段上有該現(xiàn)象。這是本方法的不足之處，在選擇移相電路針對的頻率時，需要權(quán)衡整個頻段的結(jié)果，使幅值波動現(xiàn)象影響最小。在噪聲等誤差抑制得當(dāng)?shù)那闆r下，可以通過計算機進(jìn)行輕微修正。