基于GaAs HBT的低相噪壓控振蕩器設(shè)計(jì)

陳志巍，何勇暢，毛小慶，高海軍

(杭州電子科技大學(xué)射頻電路與系統(tǒng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，浙江 杭州 310018)

0 引 言

當(dāng)今無(wú)線通信技術(shù)發(fā)展迅猛，高集成度、高可靠性、低成本的收發(fā)機(jī)備受關(guān)注。壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator,VCO)是收發(fā)機(jī)中的關(guān)鍵模塊，其性能顯得非常重要。蔡運(yùn)城等[1]基于1 μm GaAs HBT工藝，VCO電路設(shè)計(jì)采用了考畢茲(Colpitts)結(jié)構(gòu)，最終該電路實(shí)現(xiàn)可調(diào)頻率在3.370～4.147 GHz范圍內(nèi)，對(duì)應(yīng)的相位噪聲和最大功率輸出分別為-125.2 dBc/Hz@1MHz和-16.13 dBm。武岳等[2]基于1 μm GaAs HBT工藝，VCO電路設(shè)計(jì)采用了改進(jìn)的π形結(jié)構(gòu)，最終該電路實(shí)現(xiàn)可調(diào)頻率在23.123～23.851 GHz范圍內(nèi)，中心頻率為23.5 GHz，對(duì)應(yīng)的相位噪聲和最大功率輸出分別為-103.12 dBc/Hz@1MHz和-1.68 dBm。相位噪聲是壓控振蕩器的重要性能指標(biāo)之一，直接干擾收發(fā)機(jī)接收和發(fā)射信號(hào)，影響有用信號(hào)輸出的波形[3-4]。GaAs HBT工藝中，片上電感工作在較高頻率時(shí)，由于其品質(zhì)因數(shù)較低[5]，限制了VCO相位噪聲性能的提高?；谏鲜鲈?，本文在廈門三安2 μm GaAs HBT工藝的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種1.6 GHz的寬頻帶高輸出功率低相噪VCO，該電路在較寬的調(diào)諧范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)較低的相位噪聲；通過(guò)添加輸出緩沖器Buffer，該設(shè)計(jì)在低相位噪聲的前提下實(shí)現(xiàn)了較高的輸出功率。

1 差分Colpitts電路設(shè)計(jì)

1.1 低相位噪聲VCO

本文設(shè)計(jì)的差分Colpitts結(jié)構(gòu)VCO如圖1所示，其中H20_QBEB為工藝庫(kù)中的三極管晶。為了保證晶體管偏置在線性工作區(qū)，本設(shè)計(jì)通過(guò)電阻R1限流，最終偏置電壓Vbias為晶體管提供了微小的偏置電流，并且電阻R1還具有保護(hù)電路的作用。對(duì)于不同的偏置電壓Vbias，選擇合適的電阻R1來(lái)調(diào)節(jié)晶體管的靜態(tài)工作點(diǎn)從而得到合適的相位噪聲十分重要。本設(shè)計(jì)的發(fā)射極電阻RE應(yīng)該選擇大電阻的原因是大阻值的RE可以抑制其對(duì)相位噪聲性能的惡化；但當(dāng)RE的值過(guò)大時(shí)，壓控振蕩器的輸出擺幅也降低，故本設(shè)計(jì)需要同時(shí)對(duì)電路的相位噪聲和輸出電壓擺幅進(jìn)行合理的權(quán)衡。與工藝庫(kù)中自帶的電感Layout元件相比，本文設(shè)計(jì)的差分螺旋電感L的品質(zhì)因數(shù)更高，可以提高VCO的相位噪聲性能，并減小了整體芯片面積。輸出緩沖器Buffer被添加在輸出兩端來(lái)實(shí)現(xiàn)較高的輸出功率；在所有元器件選定之后，通過(guò)調(diào)節(jié)控制電壓Vtune實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)諧效果。

圖1 差分Colpitts結(jié)構(gòu)壓控振蕩器

諧振回路由差分螺旋電感L、變?nèi)荻O管陣列電容Cvar及固定電容C1和C2構(gòu)成。其中增加固定電容可以調(diào)節(jié)VCO輸出的中心頻率和增加諧振回路中的等效電容品質(zhì)因數(shù)。簡(jiǎn)化后，諧振電路由電感L和等效可變電容C構(gòu)成。振蕩器諧振頻率fosc為[6]：

(1)

式中，C的大小由固定電容和變?nèi)荻O管陣列電容決定，L的大小則由本文設(shè)計(jì)的差分螺旋電感決定。

首先對(duì)固定電容進(jìn)行設(shè)計(jì)，本設(shè)計(jì)定義固定電容的分配比為N=C1/(C1+C2)。為了達(dá)到減小VCO相位噪聲的目的，本設(shè)計(jì)通過(guò)增大N值來(lái)實(shí)現(xiàn)，并且電路的脈沖敏感函數(shù)和導(dǎo)通角都會(huì)減??；但是增大N值也會(huì)惡化電路的兩端電壓擺幅，即擺幅減小。由于N值過(guò)大會(huì)減小輸出電壓擺幅和增大相位噪聲，所以本設(shè)計(jì)需要通過(guò)迭代仿真優(yōu)化N的值[7-8]。本文通過(guò)仿真得到N的最佳取值為0.311。然后對(duì)變?nèi)荻O管陣列電容進(jìn)行設(shè)計(jì)，在VCO設(shè)計(jì)中添加二極管，并使其反偏工作，通過(guò)改變反偏電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)變?nèi)菪Ч?。變?nèi)荻O管的陣列并聯(lián)提高了陣列電容Cvar。圖1中，C1與C2串聯(lián)，再與Cvar并聯(lián)，總電容為：

(2)

根據(jù)式(1)和式(2)可知，Cvar的取值范圍越多，VCO調(diào)諧范圍越寬，但不存在最優(yōu)Cvar值。本設(shè)計(jì)通過(guò)權(quán)衡處理，并且電路必須在較寬的調(diào)諧范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)低相位噪聲性能，最終使壓控振蕩器的頻率調(diào)諧范圍、輸出擺幅和相位噪聲同時(shí)得到最佳值。本文將相對(duì)可調(diào)諧范圍指標(biāo)設(shè)置在15%以上，當(dāng)陣列數(shù)量過(guò)小時(shí)，在中心頻率一定的情況下可調(diào)諧范圍達(dá)不到所需指標(biāo)。變?nèi)荻O管陣列容值與反偏電壓的關(guān)系為：反向偏壓越大，變?nèi)荻O管陣列電容越小。通過(guò)改變控制電壓和變?nèi)荻O管陣列的數(shù)量來(lái)調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管陣列電容的變化范圍從而調(diào)諧VCO振蕩頻率范圍。本文通過(guò)實(shí)驗(yàn)仿真得到GaAs HBT工藝下并聯(lián)變?nèi)荻O管陣列的電容值變化范圍隨變?nèi)莨荜嚵袛?shù)量和控制電壓變化的曲線如圖2所示。

圖2 Cvar隨控制電壓變化的曲線

從圖2可以看出，變?nèi)莨荜嚵性蕉?，電容值變化范圍越大，等效中心電容也越大，過(guò)多的電容組數(shù)會(huì)影響諧振網(wǎng)絡(luò)的中心頻率和相位噪聲。因此綜合考慮，優(yōu)化結(jié)果為變?nèi)莨荜嚵惺怯?組Cvar并聯(lián)構(gòu)成，單個(gè)二極管的寬為30 μm，長(zhǎng)為20 μm，叉指數(shù)為2。

1.2 差分螺旋電感

在振蕩器電路中，電感的品質(zhì)因數(shù)直接決定了整個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)[9]。電感的面積會(huì)增加芯片的整體面積，還可能影響到VCO的相位噪聲性能。根據(jù)Leeson公式[10]，VCO的相位噪聲表示為：

(3)

式中，k是Boltzmann常數(shù)，F(xiàn)為常數(shù)，T為絕對(duì)溫度，Δω為頻率偏移值，Psig是諧振電路的功率損耗，QL為諧振電路有負(fù)載時(shí)的品質(zhì)因數(shù)，ω0和ω1/f3分別是1/f2和1/f3相位噪聲區(qū)域的拐角頻率。

從式(3)可以看出，相位噪聲與電感品質(zhì)因數(shù)QL值成反比，故提高電感的品質(zhì)因數(shù)有利于降低VCO的相位噪聲[11]。一般情況下，電感的品質(zhì)因數(shù)值隨著頻率的升高而增大，而電容的品質(zhì)因數(shù)卻隨著頻率的升高而減??；但是在毫米波頻段以下，電容的品質(zhì)因數(shù)仍然比電感高很多。因此，在設(shè)計(jì)平面螺旋電感時(shí)應(yīng)盡量使其Q值最大化，保持其寄生電阻最小化，從而使得整個(gè)振蕩電路的相位噪聲性能達(dá)到最優(yōu)[12]。

本文設(shè)計(jì)了帶中心抽頭的差分對(duì)稱螺旋電感，可以進(jìn)一步提高品質(zhì)因數(shù)Q值。文獻(xiàn)[13]總結(jié)了螺旋電感的感值計(jì)算公式為：

(4)

式中，μ為絕對(duì)磁導(dǎo)率(在自由空間中)，n為電感圈數(shù)，davg為電感直徑的平均值，ρ為填充系數(shù)，在圓形電感中，c1，c2，c3，c4均為常數(shù)。在s≤3w(s為電感線圈間距，w為電感線圈寬度)時(shí)，感值誤差小于8%，且具有較高的準(zhǔn)確性。

本文在GaAs HBT工藝中設(shè)計(jì)了高Q值電感，如圖3所示，電感線圈的線寬為50 μm，線間距為10 μm，線圈內(nèi)徑為115 μm，圈數(shù)為3；所設(shè)計(jì)電感是在高級(jí)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(Advanced Deisgn System，ADS)軟件中進(jìn)行電磁(Electro Magnetic，EM)仿真的。一般情況下，理想電感Q值應(yīng)在峰值之前，電感的Q值仿真曲線如圖4所示。從圖4可以看出，在3.0～3.5 GHz頻率范圍之間電感品質(zhì)因數(shù)達(dá)到峰值，且在1.6 GHz處的Q值在22以上。

圖3 差分螺旋電感

圖4 螺旋電感的Q值

1.3 共射級(jí)Buffer

圖1中，輸出兩端分別加了1個(gè)輸出Buffer，Buffer電路均為共射極結(jié)構(gòu)，具有較高的輸入阻抗和適中的輸出阻抗。在輸出端，適中的輸出阻抗能在負(fù)載改變時(shí)減小輸出電壓的變化量，而對(duì)比共集電極放大電路(射極跟隨器)，共射極放大電路擁有更高的功率放大能力。為了最大限度地保留VCO的低相位噪聲性能，同時(shí)獲得較大的輸出功率增益，本文通過(guò)仿真得到圖1所示電路在1.6 GHz處的相位噪聲及各次諧波功率值，如圖5所示，輸出信號(hào)功率為13.78 dBm，相位噪聲約為-132.55 dBc/Hz@1MHz。

圖5 1.6 GHz處帶Buffer的各次諧波功率曲線和相位噪聲曲線

2 測(cè)試結(jié)果及分析

本文基于2 μm GaAs HBT工藝，使用ADS仿真工具，對(duì)設(shè)計(jì)的低相噪VCO進(jìn)行設(shè)計(jì)與仿真，最后完成流片測(cè)試。鎖相環(huán)芯片中VCO的部分的芯片版圖和顯微照片如圖6所示，VCO芯片面積大小為1 300 μm ×760 μm，芯片位于PCB板的中央位置，通過(guò)鍵合線連接到對(duì)應(yīng)的焊盤。給VCO加單獨(dú)的電源電壓和控制電壓進(jìn)行測(cè)試。

圖6 VCO芯片版圖和顯微照片

在供電電壓為5 V的情況下，得到不同控制電壓下壓控振蕩器的性能如圖7所示。圖7中，壓控振蕩器的輸出頻率范圍為1.36～1.62 GHz，相對(duì)調(diào)諧范圍為17.4%，輸出頻率范圍內(nèi)的相位噪聲為-135.10～-123.50 dBc/Hz@1MHz，輸出信號(hào)功率范圍為7～15 dBm。通過(guò)以上結(jié)果分析表明，在較寬的調(diào)諧范圍內(nèi)，本設(shè)計(jì)同時(shí)實(shí)現(xiàn)了良好的相位噪聲和較高的輸出功率性能。

VCO輸出頻率為1.6 GHz時(shí)，輸出信號(hào)頻譜及相應(yīng)的相位噪聲曲線和輸出功率曲線如圖8所示。從圖8可以看出，1.6 GHz處的信號(hào)功率為14.37 dBm，相位噪聲為-109.94 dBc/Hz@100kHz和-128.65 dBc/Hz@1MHz。

圖7 不同控制電壓下振蕩器的測(cè)試性能

圖8 1.6 GHz處壓控振蕩器的測(cè)試性能

表1 仿真與測(cè)試的性能對(duì)比

1.6 GHz處仿真與測(cè)試性能的對(duì)比如表1所示。從表1可以看出，與仿真相比，實(shí)測(cè)值的最大輸出功率仍然保持較大值；由于鍵合工藝、器件參數(shù)誤差以及測(cè)量誤差等原因，實(shí)測(cè)結(jié)果的相位噪聲和輸出頻率范圍偏差較大。

本文設(shè)計(jì)的VCO與部分文獻(xiàn)的VCO的性能參數(shù)對(duì)比如表2所示。從表2可以看出，與文獻(xiàn)[1]、文獻(xiàn)[15]相比，實(shí)現(xiàn)了較寬的調(diào)諧范圍；本設(shè)計(jì)具有較大輸出功率的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)也產(chǎn)生了較大的功耗。

表2 不同VCO的性能參數(shù)對(duì)比結(jié)果

3 結(jié)束語(yǔ)

本文基于廈門三安 2 μm GaAs HBT工藝，設(shè)計(jì)了一種寬頻帶低相噪壓控振蕩器，其相位噪聲較低，調(diào)諧范圍較寬，輸出功率較高?；诒驹O(shè)計(jì)的測(cè)試與仿真結(jié)果，本文將繼續(xù)優(yōu)化電感Q值和電路整體功耗，特別是針對(duì)功耗性能較差的問(wèn)題，需要對(duì)輸出端Buffer的優(yōu)化設(shè)置和它對(duì)相位噪聲性能的影響進(jìn)行權(quán)衡。