SKA用低頻高效率整流電源的研制

汪邦照，張 帥，李志斌，繆夢(mèng)宇，李善慶，陳乾宏

（1.合肥華耀電子工業(yè)有限公司，安徽 合肥 230088；2.南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 211106）

0 引 言

國(guó)內(nèi)外對(duì)新一代射電望遠(yuǎn)鏡的研究已逐漸從單天線和大口徑拋物面向多天線陣列和小口徑天線組陣方向轉(zhuǎn)變[1,2]。平方公里陣列天文望遠(yuǎn)鏡（Square Kilometer Array，SKA）項(xiàng)目是我國(guó)作為正式成員參加第二個(gè)國(guó)際大科學(xué)工程的項(xiàng)目。作為國(guó)際天文學(xué)界建造的世界最大的綜合孔徑射電天文望遠(yuǎn)鏡，如圖1所示，其將致力于回答宇宙最基本的問題，如第一代天體如何形成、星系演化、宇宙磁場(chǎng)、引力的本質(zhì)、地外生命與地外文明以及暗物質(zhì)和暗能量等，使人類更好地理解所生活的宇宙[2]。

SKA項(xiàng)目中涉及到拋物面天線、低頻孔徑陣列天線以及中頻孔徑陣列天線3種天線。其中低頻孔徑陣列包括數(shù)百個(gè)天線，天線供電接口單元放置在天線陣附近，通過光電復(fù)合線纜將供電和光纖接口分布到每個(gè)天線，其頻段在50～350 MHz之間，對(duì)信號(hào)干擾十分敏感，需要布局在沒有無(wú)線電信號(hào)的無(wú)人區(qū)，此外低頻孔徑陣列天線的供電要求十分苛刻，要求采用頻率低和干擾小的電源方案。常規(guī)開關(guān)電源的工作頻率可達(dá)到幾十萬(wàn)赫茲，諧波含量豐富且頻率較高，為了避免供電電源的高頻噪聲串?dāng)_到天線的接收信號(hào)，影響天線接收信號(hào)的準(zhǔn)確性，應(yīng)限制低頻孔徑陣列天線的供電電源工作在1 kHz以下。

同時(shí)考慮到天線低供電電壓和大電流的需求，整流器件損耗較高，低頻孔徑陣列包括數(shù)百個(gè)天線，且長(zhǎng)線供電線路壓降大，因此該供電電源需要在低頻實(shí)現(xiàn)低壓大電流的高效供電。針對(duì)低壓大電流輸出要求，可采用多管并聯(lián)的全波整流拓?fù)?，降低整流損耗，并利用數(shù)字驅(qū)動(dòng)技術(shù)實(shí)現(xiàn)同步整流控制，常規(guī)的二極管整流電路無(wú)需控制信號(hào)，穩(wěn)定性高，但在大電流時(shí)損耗極大[3-5]。

為實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載情況下的閉環(huán)穩(wěn)壓，可在后級(jí)增加一級(jí)Buck變換器，或在全波同步整流的地線上插入一個(gè)開關(guān)管，通過控制該開關(guān)管的占空比來(lái)控制輸出電壓，由于SKA要求輸出為低壓大電流，因此這兩種方法會(huì)嚴(yán)重降低整機(jī)效率。而采用晶閘管調(diào)壓技術(shù)，通過斬波控制來(lái)調(diào)節(jié)后級(jí)輸出電壓平均值，可在不損害整機(jī)效率的前提下實(shí)現(xiàn)輸出電壓閉環(huán)[6]。但由于加入晶閘管后會(huì)提高輸入阻抗角與輸入諧波含量，因此需要在前級(jí)加入功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)[7]。目前，工頻輸入單相PFC技術(shù)主要分為有源和無(wú)源兩大類，雖然有源PFC技術(shù)校正效果較好，但無(wú)源PFC不會(huì)引入額外電磁干擾，更適用于本項(xiàng)目的應(yīng)用場(chǎng)合。

本文分析了SKA天線用供電系統(tǒng)各模塊的原理，給出了樣機(jī)的設(shè)計(jì)方案，利用單片機(jī)采用誤差容忍度實(shí)現(xiàn)了低頻電壓閉環(huán)的穩(wěn)定，此外還實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性和可行性，最后對(duì)全文進(jìn)行了工作總結(jié)。

1 工作原理分析

針對(duì)SKA天線供電電源要求，本文采用了隔離式全波同步整流和初級(jí)側(cè)斬波閉環(huán)控制方案，如圖2所示。由于二極管在大電流情況下?lián)p耗較大，同時(shí)輸出電壓較低對(duì)器件電壓應(yīng)力要求低，因此使用全波同步整流拓?fù)鋪?lái)降低損耗。結(jié)合晶閘管調(diào)壓技術(shù)的斬波功能，通過調(diào)節(jié)觸發(fā)角調(diào)節(jié)輸出電壓，利用單片機(jī)數(shù)字控制來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出調(diào)節(jié)和穩(wěn)壓。由于加入晶閘管調(diào)壓后系統(tǒng)輸入阻抗角惡化，而有源PFC將進(jìn)一步引入高頻噪聲，對(duì)天線產(chǎn)生干擾，因此在輸入側(cè)并聯(lián)電容來(lái)進(jìn)行無(wú)源功率因數(shù)校正[7,8]。

1.1 數(shù)字驅(qū)動(dòng)同步整流

電源同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)時(shí)序由單片機(jī)控制，通過串聯(lián)在MOSFET上的電阻采樣流過MOSFET的電流值，差分放大后由單片機(jī)進(jìn)行邏輯計(jì)算，給出開通和關(guān)斷信號(hào)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)放大器驅(qū)動(dòng)MOSFET的開通和關(guān)斷，既提高整流效率又避免直通短路。

同步整流電路拓?fù)淙鐖D3所示，輸入正弦波正半周時(shí)，Q1的體二極管導(dǎo)通，電流逐步上升，通過采樣電流IR1，單片機(jī)讀取IR1(t)的值并連續(xù)對(duì)相鄰數(shù)值進(jìn)行減法計(jì)算（如圖4所示），若連續(xù)3次結(jié)果大于0，且IR1(t)≥3 A時(shí)，如式（1）所示，則開通Q1，若連續(xù)3次結(jié)果小于0，且IR1(t)≤3 A時(shí)，如式（2）所示，則關(guān)斷Q1，Q2同理。MOSFET選擇IXYS的IXFN340N07，導(dǎo)通電流340 A、耐壓70 V、導(dǎo)通電阻4 mΩ。單片機(jī)采用32位STC12C5A16S2，采樣頻率為20 kHz，遠(yuǎn)高于工頻的50 Hz，可滿足計(jì)算速度和精度需求。

流過Q1和Q2的電流波形如圖5所示。

1.2 晶閘管調(diào)壓器設(shè)計(jì)

本文利用晶閘管調(diào)壓技術(shù)，通過斬波控制來(lái)調(diào)節(jié)后級(jí)輸出電壓平均值，有效提高變換器效率。加入晶閘管后會(huì)提高輸入阻抗角與輸入諧波含量，因此需要在前級(jí)加入功率因數(shù)校正電路。圖6為晶閘管輸出電壓波形，由于其負(fù)載為感性，因此在雙向晶閘管均未觸發(fā)時(shí)，輸出電壓會(huì)因振蕩出現(xiàn)畸變電壓。晶閘管控制信號(hào)uctr與觸發(fā)角為線性相關(guān)，如式（3）所示（參考觸發(fā)器DKS-1說(shuō)明書），通過調(diào)整控制信號(hào)uctr可實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)。

1.3 功率因數(shù)校正

采用無(wú)源功率因數(shù)校正技術(shù)，為簡(jiǎn)化電路可直接在輸入端并聯(lián)電容來(lái)進(jìn)行功率因數(shù)校正。以容性電流抵消感性電流的思路來(lái)設(shè)計(jì)補(bǔ)償電容，考慮到不同負(fù)載條件下輸入阻抗角的不同，輸入端并聯(lián)電容應(yīng)按照額定負(fù)載情況下實(shí)驗(yàn)測(cè)得的輸入阻抗角進(jìn)行設(shè)計(jì)。如式（4）所示，其中U為輸入交流電壓峰值，I為輸入電流峰值，ψ為輸入阻抗角。

2 參數(shù)設(shè)計(jì)

本文研制電源為SKA中1個(gè)天線供電接口單元供電，兼顧各個(gè)國(guó)家的供電體系，其具體指標(biāo)如表1所示。

表1 電源技術(shù)指標(biāo)

2.1 輸入濾波器

選擇輸入濾波器需考慮輸入電流峰值。整流器輸出的最大功率Pomax=360 W，電源輸入的最小工作電壓Vin_min=200 V AC，電源效率η=0.8，功率因數(shù)PF=0.9，得到輸入的最大峰值電流Iin_max=3.54 A。輸入濾波器選擇菲爾斯特的JLA240V5AB1-FT2057單相交流輸入EMI濾波器，其常規(guī)輸入電壓為單相240 V AC/50 Hz，輸入電流為5 A。

2.2 變壓器

考慮輸入功率因數(shù)波動(dòng)和一定裕量，變壓器按照800 W的容量進(jìn)行設(shè)計(jì)，匝比設(shè)計(jì)為40:1:1。在正常工作狀態(tài)下，變壓器原邊繞組的輸入電壓為240 V AC/50 Hz，副邊繞組輸出的交流電壓有效值為6 V AC/50 Hz，采用環(huán)形磁芯設(shè)計(jì)，由于副邊輸出電流較大，因此線圈采用銅皮繞制，以降低變壓器損耗，在此采用菲爾斯特的隔離工頻變壓器TF6Q03-FT462。

2.3 輸出濾波器

單相50 Hz整流電路的輸出電壓含有大量的交流100 Hz的紋波，輸出采用兩級(jí)LC濾波方式，有效降低輸出電壓紋波到200 mV以下。取L=70 μH，C=0.5 F，考慮到大電流輸出，為了降低損耗，濾波電感采用銅皮繞制，濾波電容采用多組并聯(lián)，以減小等效串聯(lián)電阻。

2.4 功率校正電容

根據(jù)測(cè)量所制作樣機(jī)在額定負(fù)載下的輸入阻抗角，由式（4）設(shè)計(jì)得Cp=7.89 μF，功率因數(shù)從0.85提高至0.937。

3 控制策略

本文通過采樣輸出電壓至單片機(jī)STC12C5A16S2，采樣頻率為20 kHz，數(shù)字PI環(huán)處理后給出占空比變化的方波，濾波后得到晶閘管的斬波信號(hào)，通過該斬波信號(hào)確定晶閘管觸發(fā)角的大小，從而實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)。為了使得電路在下一次控制量更新前達(dá)到穩(wěn)態(tài)，7個(gè)工頻周期更新一次，另外由于單片機(jī)的內(nèi)存空間資源有限，因此取連續(xù)32個(gè)點(diǎn)的平均值參與PI計(jì)算。一方面電壓紋波使得同一周期內(nèi)采到的輸出電壓脈動(dòng)較大，另一方面8位單片機(jī)的控制精度較低，從而導(dǎo)致輸出電壓小幅度跳動(dòng)，在紋波上顯示尤為明顯，如圖7所示。

本文閉環(huán)控制方法針對(duì)這一問題引入誤差容忍度，即當(dāng)輸出電壓短暫穩(wěn)定在額定值附近時(shí)，認(rèn)定已經(jīng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，將PI環(huán)中的誤差積分清零，使輸出保持當(dāng)前狀態(tài)。如圖8所示為該算法的詳細(xì)展示，其中Vad為采樣濾波電壓，Vo為額定輸出電壓，err表征誤差容忍度，cnt表征輸出電壓的穩(wěn)定時(shí)間，err_integral表征PI環(huán)中的誤差積分。圖9展現(xiàn)了由于閉環(huán)算法中存在誤差容忍度，輸出電壓在加載時(shí)處于誤差帶的下邊緣，減載時(shí)處于誤差帶的上邊緣。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

依照上文設(shè)計(jì)研制的樣機(jī)如圖10所示，圖11為不同負(fù)載情況下系統(tǒng)各部分損耗比例，由于系統(tǒng)工作在工頻，龐大的變壓器其銅損隨之提高，因此變壓器損耗占系統(tǒng)總損耗的72.4%。圖12為利用二極管整流與同步整流的整機(jī)效率對(duì)比圖，在負(fù)載電流小于35 A時(shí)，由于二極管壓降小于MOS管，因此此時(shí)二極管整流整機(jī)效率高于同步整流效率，而在重載時(shí)，二極管損耗遠(yuǎn)高于MOS管，因此同步整流相比二極管整流效率大大提高。進(jìn)一步加入晶閘管后，輸出外特性通過閉環(huán)調(diào)節(jié)得到改善，最后整機(jī)效率在滿載80 A時(shí)相比體二極管整流提高了24.4%，達(dá)到80.4%，符合SKA天線電源要求。

由于同步整流驅(qū)動(dòng)芯片存在T0時(shí)間的泵電容充電時(shí)間，同步整流中MOS驅(qū)動(dòng)被強(qiáng)制拉低而轉(zhuǎn)用體二極管整流，因此出現(xiàn)如圖13（a）所示的體二極管壓降VD的輸出電壓波動(dòng)。而VD＞480 mV，遠(yuǎn)超輸出電壓紋波要求。為減小輸出電壓紋波，使泵電容電壓一直保持在6 V，如圖13（b）所示，有效減小了輸出電壓脈動(dòng)，將輸出電壓控制在135 mV之內(nèi)。

同時(shí)如圖14中方框1所示，通過在MOS管兩端加入TVS，可限制驅(qū)動(dòng)關(guān)斷瞬間的諧振電壓尖峰。而在泵電容開始充電時(shí)刻，負(fù)載電流全部換流至體二極管，則不存在延遲關(guān)斷的問題，因此未出現(xiàn)電壓尖峰，如圖14中方塊2所示。

5 結(jié) 論

本文提出了一種用于SKA天線供電的低頻低紋波高功率因數(shù)電源，采用隔離式全波自驅(qū)動(dòng)同步整流方式提高整流效率，通過晶閘管調(diào)壓技術(shù)結(jié)合單片機(jī)控制，實(shí)現(xiàn)輸出電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)，并通過前級(jí)并聯(lián)電容在不引入高頻噪聲干擾的前提下提高功率因數(shù)。最后研制了一臺(tái)工作頻率為50 Hz，輸出功率為360 W，輸出電壓紋波為137 mV，功率因數(shù)為0.937的樣機(jī)，實(shí)現(xiàn)了SKA天線用電源的供電要求。