基于星型零電流開關(guān)電容的電壓均衡電路

廖武兵，陳淵睿，劉潤鵬

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641)

隨著全球變暖和化石燃料的消耗，節(jié)能和環(huán)保引起了全世界各個(gè)國家的高度重視[1-2]，世界各國也因此對清潔能源技術(shù)展開深度研究。作為能源項(xiàng)目的核心，儲(chǔ)能技術(shù)是解決可再生能源間歇性供電問題的有效方案。隨著儲(chǔ)能技術(shù)的高速發(fā)展，它被廣泛地應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域，如電動(dòng)汽車、微電網(wǎng)和可再生能源系統(tǒng)等[3-9]。作為儲(chǔ)能系統(tǒng)的核心組成部分，儲(chǔ)能元件的使用在很大程度上決定了儲(chǔ)能系統(tǒng)運(yùn)行的性能、安全性及其制造成本。目前儲(chǔ)能元件主要有2種：超級(jí)電容和鋰離子電池。因單體電壓等級(jí)較低，儲(chǔ)能系統(tǒng)通常由大量電池或超級(jí)電容串聯(lián)而成。而單體間特性的不均勻性，導(dǎo)致電池組或超級(jí)電容組每個(gè)單體的端電壓在使用過程中逐漸變得不一致，經(jīng)過長時(shí)間的充放電積累，組內(nèi)電壓不平衡越發(fā)嚴(yán)重。另外，由于使用過程中儲(chǔ)能元件的溫度分布也可能不同，會(huì)進(jìn)一步導(dǎo)致儲(chǔ)能單體間的差異，加重單體工作電壓的不平衡[10]。文獻(xiàn)[11]提出，儲(chǔ)能元件的電壓不平衡導(dǎo)致了儲(chǔ)能系統(tǒng)運(yùn)行過程中容量利用率的降低和潛在的過充電或過放電。對于電池和超級(jí)電容來說，過充電和過放電會(huì)影響其使用壽命，甚至直接使電池和超級(jí)電容性能惡化而引發(fā)爆炸等危險(xiǎn)；因此，電壓均衡電路對串聯(lián)的電池組或超級(jí)電容組是必不可少的，它能保證儲(chǔ)能系統(tǒng)安全穩(wěn)定地運(yùn)行[11-12]。

現(xiàn)有的均衡策略分2種：被動(dòng)均衡和主動(dòng)均衡。被動(dòng)均衡主要為并聯(lián)電阻式，每個(gè)儲(chǔ)能單元都并聯(lián)1個(gè)電阻，通過電阻來消耗掉多出的能量并實(shí)現(xiàn)電壓均衡[13]。該方法結(jié)構(gòu)簡單，但存在能量利用率低、發(fā)熱大的問題。主動(dòng)均衡可分為基于電感器[14-17]、基于變壓器[18-21]和基于電容器[22-29]的方法。基于變壓器的均衡電路通常需要體積龐大的磁性元件在電池之間傳遞能量，因此電路的體積大，成本高，質(zhì)量大?；陔姼衅鞯木怆娐沸枰~外的電壓檢測電路，來對每個(gè)電池或超級(jí)電容單體進(jìn)行閉環(huán)控制，需要較為復(fù)雜的電路結(jié)構(gòu)和控制策略。與以上兩者相反，由于沒有任何磁性部件，且只需要1對固定頻率和占空比的互補(bǔ)脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)信號(hào)，基于開關(guān)電容的均衡器具有尺寸小、成本低、控制簡單和可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。

文獻(xiàn)[22]提出了基于開關(guān)電容的電壓均衡電路，電路中電容是以階梯的形式排列，由于單體間的能量只能利用階梯電容在2個(gè)相鄰電池間進(jìn)行傳遞，因此所提電路的均衡性能總是隨著電池單元數(shù)量的增加而下降。為了加速電池均衡過程，文獻(xiàn)[23]提出了基于雙層開關(guān)電容的均衡電路，它在第1個(gè)和最后1個(gè)單元之間提供1條能量傳遞路徑，加快了均衡的速度；然而，這種改進(jìn)開關(guān)電容電路并沒有從根本上解決能量只能在相鄰單體傳遞的問題，它們的平衡速度仍然隨著儲(chǔ)能單體數(shù)量的增加而下降。針對這個(gè)問題，文獻(xiàn)[24]提出了一種改進(jìn)的開關(guān)電容電壓均衡電路，在電路元器件無顯著增加的情況下，電路可實(shí)現(xiàn)電壓均衡速度與均衡單元數(shù)量的解耦，以提高均衡速度。然而，上述基于開關(guān)電容的均衡電路都工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，在開關(guān)過程中，電容的電流尖峰會(huì)引起電磁干擾和增加開關(guān)損耗。為了克服這個(gè)問題，文獻(xiàn)[25-27]分別引入了基于階梯、雙層和delta結(jié)構(gòu)零電流開關(guān)電容的均衡電路，使得所有開關(guān)都在零電流開關(guān)下工作。但階梯和雙層結(jié)構(gòu)電路均存在均衡速度總是隨著電池單元數(shù)量的增加而下降的缺點(diǎn)，而delta型結(jié)構(gòu)導(dǎo)致系統(tǒng)存在電路體積大、電容電壓應(yīng)力過大和模塊化困難等缺點(diǎn)。

針對上述拓?fù)浯嬖诘膯栴}，本文提出一種基于星型零電流開關(guān)電容的電壓均衡電路。該電路可解決現(xiàn)有電路中均衡速度總是隨著儲(chǔ)能單元數(shù)量的增加而下降、硬開關(guān)導(dǎo)致?lián)p耗增加、不易于模塊化、電路體積過大等問題。

1 星型零電流開關(guān)電容電壓均衡電路

1.1 電路工作原理

本文所提出的基于星型零電流開關(guān)電容的電壓均衡電路如圖1所示，圖中B1、B2……Bk為各儲(chǔ)能單元，S1、S2……S2k為與儲(chǔ)能單元并聯(lián)的開關(guān)管，C1、C2……Ck為各電容器，L1、L2……Lk為各電感器。

圖1 本文提出的星型零電流開關(guān)電容電壓均衡電路Fig.1 The proposed voltage equalization circuit based on star structured zero-current switched capacitor

與常規(guī)基于開關(guān)電容的電壓均衡電路一樣，每個(gè)串聯(lián)的儲(chǔ)能單體與2個(gè)互補(bǔ)導(dǎo)通的金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)并聯(lián)[22-27]。能量傳遞模塊是由電容器和電感器組成的準(zhǔn)諧振槽，所有電容器和電感器的一端都連接在一起，另一端接入每對MOSEFT的中點(diǎn)，故稱其為星型結(jié)構(gòu)。電路通過星型能量傳遞模塊和開關(guān)管的切換，將能量從端電壓較高的儲(chǔ)能單體轉(zhuǎn)移到端電壓較低的儲(chǔ)能單體。

電壓均衡電路的模態(tài)如圖2所示。假設(shè)：電路中各電容的值相同，均用C表示；各電感的值相同，均用L表示；各儲(chǔ)能單元電壓UB1>UB2>…>UBk。

圖2 本文提出電壓均衡電路的2種工作模態(tài)圖Fig.2 Two operation modes of the proposed voltage equalization circuit

為了便于計(jì)算，將電路的時(shí)域變換為頻域，每個(gè)回路的等效頻域電路如圖3所示，圖中s為復(fù)數(shù)頻率。假設(shè)：每個(gè)諧振回路的直流電阻(包括電容、電感和MOSEFT的寄生電阻)的值相同，均用R表示；每個(gè)電容器上的電壓相同，均用UC表示。以第1個(gè)單元到第k-1個(gè)單元向第2個(gè)單元到k個(gè)單元傳遞能量為例，進(jìn)行模態(tài)分析。

模態(tài)A：此模態(tài)下，奇數(shù)開關(guān)管開通，偶數(shù)開關(guān)管關(guān)斷，如圖2(a)所示。根據(jù)圖3的頻域電路圖，

圖3 等效頻域運(yùn)算電路Fig.3 Equivalent frequency-domain operational circuit

以第1個(gè)單元到第k-1個(gè)單元為例，由KVL定律列出電容電壓和電流頻域表達(dá)式：

(1)

式中UC1，min、UCk，min為電容器C1、Ck在模態(tài)A開始時(shí)的電壓值，即最小值。

將I(s)和U(s)分別進(jìn)行Laplace反變換，得到如下時(shí)域表達(dá)式：

(2)

若開關(guān)周期等于諧振周期，經(jīng)過半個(gè)諧振周期后，即當(dāng)t=π/ωr時(shí)，流過開關(guān)管的電流IS(t)為0，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。而此時(shí)電容器C1、Ck兩端的電壓達(dá)到最大值UC1，max、UCk，max，其表達(dá)式為

(3)

模態(tài)B：此模態(tài)下，偶數(shù)開關(guān)管開通，奇數(shù)開關(guān)管關(guān)斷，如圖2(b)所示。同理于模態(tài)A，以第2個(gè)電池到第k個(gè)電池為例，由KVL定律列出電容電壓和電流頻域表達(dá)式：

(4)

將I(s)和U(s)分別進(jìn)行Laplace反變換，得到如下時(shí)域表達(dá)式：

(5)

同樣地，經(jīng)過半個(gè)諧振周期后，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。而此時(shí)電容器C1、Ck兩端的電壓達(dá)到最小值，其表達(dá)式為

(6)

上述2種工作模態(tài)交替工作在高開關(guān)頻率下，使能量從電壓較高的單體自動(dòng)流向電壓較低的單體。在所提出的均衡電路中，所有RLC諧振回路都具有相同的工作原理，并且所有開關(guān)都在零電流下開通和關(guān)斷，減少了整個(gè)均衡系統(tǒng)的損耗。

1.2 均衡分析

根據(jù)式(3)和式(6)，可以得到在1個(gè)均衡周期中電容電壓的變化量ΔUC，

ΔUC= (UC1,max+UCk,max)-(UC1,min+UCk,min)=

(7)

在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，根據(jù)電容電壓的變化量可以計(jì)算出單個(gè)回路的平均電流Iavg，

(8)

式中fS為開關(guān)頻率。因此，可以計(jì)算出每個(gè)均衡回路的等效電阻RSC，

(9)

由于星型結(jié)構(gòu)中每2個(gè)單體間的電容器都是互用的，每2個(gè)儲(chǔ)能單元構(gòu)成的回路中的等效電阻為RSC但不互相獨(dú)立，因此將RSC拆分為2個(gè)獨(dú)立的等效電阻RSC/2，最終等效電路圖如圖4所示。

圖4 等效均衡電路Fig.4 Equivalent equalization circuit

根據(jù)等效電路圖，星型能量傳遞結(jié)構(gòu)能提供能量直接從任意高電壓的單體轉(zhuǎn)移到任意低電壓單體的均衡路徑，這也意味著所提拓?fù)渚哂懈斓木馑俣?，而且均衡速度不再受限于參與均衡的儲(chǔ)能單元的數(shù)量。

1.3 能量轉(zhuǎn)化效率分析

在電壓均衡系統(tǒng)中，能量轉(zhuǎn)換效率被定義為儲(chǔ)能系統(tǒng)均衡后和均衡前能量的比值[28]。在不考慮能量轉(zhuǎn)移模塊中小電容少量電荷損耗、開關(guān)管損耗的情況下，根據(jù)電荷守恒定律，基于開關(guān)電容的電壓均衡電路最終的均衡電壓Ubal可以表示為

(10)

因此，電壓均衡系統(tǒng)的理論效率

(11)

式中：UBi，start為均衡前單體的電壓；Estart、Eend分別為均衡前后的能量。

但在實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)損耗是不可忽略的，而且系統(tǒng)不可能將儲(chǔ)能單體均衡到電壓絕對一致的水平，而這也最終影響著均衡效率。實(shí)際效率

(12)

式中UBi，end為均衡后單體的電壓。

本文所提電壓均衡電路可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流開通關(guān)斷，降低開關(guān)電荷損耗，提高了均衡效率，使得系統(tǒng)的均衡效率接近于理論的均衡效率。

2 模塊化設(shè)計(jì)

根據(jù)式(3)和式(6)，星型結(jié)構(gòu)中電容器的最大電壓應(yīng)力與串聯(lián)儲(chǔ)能單元的數(shù)量呈正相關(guān)。當(dāng)串聯(lián)的儲(chǔ)能單元數(shù)量很大時(shí)，電容器的最大電壓應(yīng)力大，電容器體積隨著增大，將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)體積過大[24]；因此，基于開關(guān)電容的電壓均衡系統(tǒng)一般需要模塊化設(shè)計(jì)來減少電壓應(yīng)力，常規(guī)的模塊化設(shè)計(jì)就是在原本模塊的基礎(chǔ)上再加上相同的均衡電路[29]，這種設(shè)計(jì)不僅會(huì)增加電路成本，而且電路可靠性大大降低。針對上述情況，本文提出一種模塊化設(shè)計(jì)方案，如圖5所示。

圖5 模塊化設(shè)計(jì)Fig.5 Modularization design

通過1個(gè)LC準(zhǔn)諧振槽連接2個(gè)模塊的星型模塊的中點(diǎn)，模塊間的單體通過3個(gè)LC準(zhǔn)諧振槽進(jìn)行能量傳遞。它的工作原理與單模塊的均衡電路基本相同，并不影響電路的零電流開關(guān)；因此，在不增加開關(guān)管的基礎(chǔ)上，這種方案實(shí)現(xiàn)了簡單的模塊化設(shè)計(jì)，節(jié)省了電路成本和體積。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提電壓均衡拓?fù)涞目尚行裕罱ǔ?jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，如圖6所示。儲(chǔ)能元件為凱美200 F超級(jí)電容；開關(guān)管選用英飛凌IRF250N，開關(guān)頻率為22 kHz；選取LC準(zhǔn)諧振槽電容器的容值為10 μF，電感器的感值為4.7 μH。由TMS28335生成多路帶死區(qū)的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，經(jīng)過光耦TLP250驅(qū)動(dòng)開關(guān)管，每對開關(guān)管的控制電路硬件設(shè)計(jì)如圖7所示。實(shí)驗(yàn)采用新威CT-4008對各個(gè)超級(jí)電容進(jìn)行充放電以及電壓數(shù)據(jù)的記錄。

圖6 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.6 The experimental platform

DSP—數(shù)字處理器，digital signal processor的縮寫。

圖8顯示了所提拓?fù)湓谌龁卧鈱?shí)驗(yàn)波形。3個(gè)超級(jí)電容在1 600 s后達(dá)到一致的電壓水平，均衡電壓約為2.008 V。

同樣地，將拓?fù)溥\(yùn)用在四單元的儲(chǔ)能系統(tǒng)上，其實(shí)驗(yàn)波形圖如圖9所示。4個(gè)超級(jí)電容同樣在1 600 s后達(dá)到一致的電壓水平，均衡電壓約為1.994 V。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了在最大電壓差一定的情況下，所提出的基于星型結(jié)構(gòu)的電壓均衡電路的均衡速度并不受單元數(shù)量的影響。

圖8 三單元實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 The experimental results of three cells

圖9 四單元實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9 The experimental results of four cells

圖10為2個(gè)三單元均衡拓?fù)涞哪K化實(shí)驗(yàn)結(jié)果。模塊間各個(gè)超級(jí)電容大約在4 000 s后達(dá)到電壓一致的水平(由于加入了額外的LC電路導(dǎo)致均衡路徑變長，因此相對于非模塊化設(shè)計(jì)，模塊化設(shè)計(jì)的均衡時(shí)間較長)，均衡電壓約為2.201 V，單體間的最大電壓差小于10 mV。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的模塊化設(shè)計(jì)的有效性。

圖10 模塊化六單元均衡實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 The experiment results of modularization equalization for six cells

圖11為均衡過程中開關(guān)管電流IS的波形，電流呈正弦規(guī)律，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)UGS1、UGS2結(jié)束時(shí)達(dá)到0，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，減少了均衡系統(tǒng)的開關(guān)損耗和電磁干擾。表1對3組實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)，并根據(jù)式(12)對均衡效率進(jìn)行計(jì)算。3組實(shí)驗(yàn)的均衡效率均達(dá)到94%以上，證明了所提電路的高效率性。

圖11 開關(guān)電流波形Fig.11 Switch current waveforms

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果對比Tab.1 Comparison of experimental results

4 結(jié)論

本文提出了一種基于星型結(jié)構(gòu)零電流開關(guān)電容的電壓均衡電路，分析并研究電路結(jié)構(gòu)、均衡原理、能量轉(zhuǎn)化效率和模塊化設(shè)計(jì)，最終建立三單元、四單元、模塊化六單元的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。具體結(jié)論如下：

a)三單元和四單元的均衡時(shí)間均為1 600 s，證明所提出電路的均衡速度與均衡單元數(shù)量無關(guān)。

b)所提出的電路實(shí)現(xiàn)了零電流操作，減小了系統(tǒng)電磁干擾和損耗，均衡效率達(dá)94%以上。

c)通過LC準(zhǔn)諧振槽將各個(gè)模塊的星型結(jié)構(gòu)中心相連即可實(shí)現(xiàn)模塊化均衡，不需要額外的均衡結(jié)構(gòu)，減少了模塊化設(shè)計(jì)的成本和體積。